/ 引言 /

過去幾年，SiC MOSFET在實際應用條件下的閾值電壓漂移（VGS(th)）一直是研究人員關注的重點。英飛凌率先發現了動態工作引起的長期應力下VGS(th)的漂移現象，并提出了工作柵極電壓區域的建議，旨在最大限度地減少使用壽命內的漂移。經過不斷研究和持續優化，現在，英飛凌全新推出的增強型CoolSiC MOSFET M1H在VGS(th)穩定性方面有了顯著改善，幾乎所有情況下的漂移效應影響，都可以忽略不計。

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SiC MOSFET的導通電阻

SiC MOSFET總導通電阻RDS(on)是由一系列電阻總和決定的，即溝道電阻（Rch）、結型場效應晶體管電阻（RJFET）、漂移區的外延層電阻（Repi）和高摻雜SiC襯底的電阻（RSub）。

其中，溝道電阻Rch可以由下式描述。式中，L是溝道長度，W是溝道寬度，μn是電子遷移率，Cox是柵極氧化層電容，VGS(on)是導通狀態柵極電壓，VGS(th)是器件的閾值電壓。

從此式可以看出，VGS(th)的增加會導致溝道電阻提高，從而造成RDS(on)升高，久而久之導通損耗也會因此上升。

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閾值電壓漂移現象

閾值電壓漂移是一直困擾SiC MOSFET設計的問題。SiC MOSFET的柵極氧化層和SiC-SiO2的界面缺陷，要遠大于相應的Si器件。這些缺陷在應用中可能成為捕獲電子的陷阱，電子在柵極氧化層中日積月累會造成閾值電壓的升高。英飛凌新推出的增強型CoolSiC M1H產品系列通過改善柵氧化層的設計盡可能規避了閾值電壓漂移帶來的風險。

靜態電壓DC柵極應力，和動態電壓AC柵極應力，都會引起不同程度的閾值電壓漂移現象。靜態電壓引起的VGS(th)漂移現象通常通過高溫柵極偏置應力測試（DC-HTGS）來評估，該測試遵循JEDEC等相關測試準則。

近期的研究結果表明，與靜態柵極應力相比，包括V_(GS(off))<0V在內的正負電源驅動，交流AC柵極應力引起的閾值電壓漂移更高，這一發現為SiC MOSFET器件的可靠性帶來了新視角。

圖2顯示了交流（AC）和直流（DC）應力對閾值電壓的不同影響。VGS(th)(ΔVth)的數據變化是使用數據表中的最大條件得出的。

圖中可以看到兩個不同的斜率，第一個對應的是典型的類似直流DC的漂移行為（“直流擬合”）；第二個更大的斜率對應的是正負電源的交流AC應力效應（“交流擬合”），也稱柵極開關不穩定性（GSI）。

圖2：連續柵極開關應力期間的漂移：

VGS,(on)=20V;VGS(off)=?10V;

Tvj,max=150°C and f=500kHz.

我們的結論是：開關周次超過10?的條件下，交流漂移是造成閾值變化的主要原因；開關周次數較少時，直流漂移是造成閾值變化的主要原因。

數據顯示，柵極開關應力會導致VGS(th)隨時間緩慢增加。由于閾值電壓VGS(th)增加，可以觀察到溝道電阻（Rch）的增加。

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柵極開關應力測試（GSS）

為了確保CoolSiC MOSFET在典型開關工作期間電氣參數的長期穩定性，我們開發并采用了一種新的應力測試：柵極開關應力測試（GSS）。該測試在正負驅動電壓模式下進行（正V(GS,on)：導通；負VGS(OFF)：關斷）。該測試可以讓開發人員直接確定電氣參數的漂移情況，因此，是鑒定SiC MOSFET性能的必要條件。

GSS測試涵蓋了所有重要的漂移現象。除了缺少負載電流（本身不會改變我們所觀察到的漂移行為），其他條件與典型應用相似，如相似的柵極開關電壓斜率特性（參見圖2）。為了涵蓋在實際SiC MOSFET應用中非常常見的柵極信號過沖和下沖的潛在影響，我們使用數據表所允許的最大柵極電壓（-10V~+20V）和最大靜態結溫（Tvj,op=175℃）施加應力，來觀察最壞情況下的結果。

圖3：頻率f=500kHz時，

典型的GSS柵源應力信號。

在最壞情況下進行測試，可以讓客戶確信自己在整個規格書范圍內使用該器件，也不會超過漂移極限。因此，這種方法保證了器件的出色可靠性，同時也便于安全裕度的計算。

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最壞情況的壽命終止漂移評估及其對應用的影響

在開發逆變器的過程中，一大任務就是預測設備的使用壽命。因此，必須提供可靠的模型和信息。在各種工作條件下，進行了大量的測試后，我們就能開發出一個預測性的半經驗性模型，該模型描述了閾值電壓隨任務曲線參數的變化，例如：應力時間（tS）、柵極偏置低電平（VGS(off)）、柵極偏置高電平（VGS(on)），開關頻率（fsw）和工作溫度

（T）（ΔVGS(th)(tS,VGS(off),VGS(on),fsw,T)）。

基于該模型，我們建立了一種評估閾值電壓漂移的方法，使用最壞情況壽命終止曲線（EoAP）來計算相對R(DS(on))漂移。在應用中，以任意頻率運行一定時間，我們可以計算出至EoAP之前的開關周期總數（NCycle）。然后，使用NCycle讀出相對RDS(on)漂移。

周期數取決于開關頻率和工作時間。典型的硬開關工業應用（例如，太陽能組串逆變器）使用16-50 kHz的開關頻率。使用諧振拓撲的逆變器的開關速度通常超過100kHz。這些應用的目標壽命通常在10-20年，而實際工作時間通常在50%-100%。

下面基于逆變器典型的應用工況，提供了一個樣品壽命評估案例：

目標壽命[年]：20

實際工作時間[%]：50%=>10

實際工作時間[s]：315,360,000s(10年)

開關頻率[kHz]：48

周期持續時間[s]：1/開關頻率=0.0000208

壽命終止時的周次數=~1.52E+13

當到達預期目標壽命時，導通電壓為18V時，預計25°C時的RDS(on)的相對變化小于6%，175°C時小于3%，見圖4（圖4中的綠點）。

圖4：VGS(on)=18V、Tvj,op=25°C、125°C和175°C 時的相對RDS(on)變化

圖5示例基于最近推出的EasyPACK FS55MR12W1M1H_B11（DC-AC逆變器中的三相逆變橋配置），說明了RDS(on)預測變化的影響。在這個例子中，導損耗（Pcon）占比很大比例。最壞情況EoAP下，Tvj,op從最初的148°C上升到150°C，僅上升了2度。結果證明，哪怕是使用了20年后，RDS(on)的輕微變化導致的Tvj,op增加也可以忽略不計。

圖5.最壞情況EoL評估：Vdc：800V，

Irms：18A，fout：50Hz，

fsw：50kHz，cos(φ)：1，Th=80°C。

圖中文字：

Power loss：功率損耗

Initial point：初始點

Worst-case EoAP：最壞情況EoAP

這個例子意味著，借助全新的M1H芯片，只要將在柵極信號的寄生過沖和下沖控制在數據表的規格范圍中，驅動電壓的取值便不會影響閾值漂移。M1H拓展了驅動負壓的取值范圍，之前M1的CoolSiC芯片需要根據開關頻率及預期壽命計算負壓取值，則M1H負壓取值是-10V~0V的矩形窗口?？蛻魺o需考慮驅動負壓取值對閾值漂移的影響，只需要考慮驅動電壓是否能電性能的需求，從而可以節省大量時間和精力。

請注意：在控制良好的應用中的柵極偏置電平，會遠低于數據表的最大限制，例如，+18V/-3V，在相同的開關周期數下，RDS(on)的變化幅度更小。

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結論

我們通過在各種開關條件下進行長期的測試，研究了在實際應用條件下的閾值電壓特性。我們開發并采用了一種應力測試程序，來確定在現實的應用開關條件下，最壞情況EoAP參數漂移，為客戶提供可靠的預測模型。

英飛凌最近推出的1200V CoolSiC MOSFET，即M1H，顯示出了出色的穩定性，并降低了閾值漂移現象對壽命和損耗的影響，拓展了柵極電平取值范圍，為設計工作提供了極大便利。