FPGA發展到今天，SerDes（Serializer-Deserializer）基本上是器件的標配了。從PCI發展到PCI-E，從ATA發展到SATA，從并行ADC接口到JESD204，從RIO到Serial RIO……等等，都是在借助SerDes來提高數據傳輸的性能。SerDes是非常復雜的數?；旌显O計，用戶手冊的內容只是描述了相對粗略的概念以及使用方法，并不能完全解釋SerDes是怎么工作的。在使用SerDes的過程中，設計者有太多的疑惑：為什么在傳輸的過程中沒有時鐘信號？什么是加重和均衡？抖動和誤碼是什么關系？各種抖動之間有什么關系？時鐘怎么恢復？等等這些問題，如果設計者能夠完全理解這些問題，那么對于SerDes的開發也不再是難事。本文試著從一個SerDes用戶的角度來理解SerDes是怎么設計的。

SerDes的價值

并行總線接口

在芯片之間的數據傳輸，最早的時候是以串行傳輸的方式完成的，但隨著數據量的越來越大，串行數據傳輸的缺點變得特別明顯：速率太低。所以芯片設計者就想著增加數據傳輸的位寬，用并行的方式傳輸數據，這樣相對于串行傳輸就有更高的傳輸速率。芯片之間的互聯通古系統同步或者源同步的并行接口傳輸數據。圖1.1演示了系統同步和源同步并行接口。

隨著接口頻率的提高，在系統同步接口方式中，有幾個因素限制了有效數據串口寬度的繼續增加。

時鐘到達兩個芯片的傳播延時不相等（clock skew）

并行數據各個bit的傳播延時博相等 （data skew）

時鐘的傳播延時和數據的傳播延時不一致（skew between data and clock）

雖然可以通過在目的芯片（chip #2）內使用PLL補償時鐘延時差（clock skew）,但是PVT（Process Verification Test）變化時，時鐘沿是的變化量和數據延時的變化量是不一樣的。這又進一步惡化了數據窗口，即無法通過簡單的、不斷增加的數據總線數達到增加數據傳輸速率的目的。

源同步接口方式中，發送端Tx把時鐘伴隨數據一起發送出去，限制了clock skew對有效數據窗口的危害。通常在發送測芯片內部，源同步接口把時鐘信號和數據信號當作一樣來處理，也就是讓它和數據信號經過相同的路徑，以保證相同的延時。這樣PVT變化時，時鐘和數據會朝著同一個方向增大或者減小相同的量，對skew最有利。

我們來做一些合理的典型假設，假設一個32bit數據的并行總線：

發送端的數據skew = 50 ps （很高的要求）

PCB總線引入的skew = 50 ps （很高的要求）

時鐘的周期抖動jitter = +/- 50 ps （很高的要求）

接收端觸發器采樣窗口 = 250 ps （Xilinx V7 高端器件的IO觸發器）

可以大致估算出并行接口的最高時鐘 = 1/（50+50+100+250） = 2.2GHz (DDR)或者1.1GHz(SDR).

利用源同步接口，數據的有效窗口可以提高很多，通常頻率都是在1GHz以下。在實際使用中可以見到如SPI4.2接口的時鐘可以高達DDR 700HNz * 16 bits位寬。DDR Memory接口也是一種源同步接口，如DDR3在FPGA中可以做到大約800MHz的時鐘（DDR）。

要提高接口的傳輸帶寬有兩種方法：一種是提高時鐘頻率；一種是加大數據位寬。那么數據位寬是不是可以無限制地加大呢？這就要牽扯到另外一個非常重要的問題----同步切換噪聲（SSN）。

SSN的計算公式：SSN = L * N * di/dt

L是芯片封裝電感，N是數據位寬，di/dt是電流變化的斜率。隨著頻率的提高，數據位寬的增加，SSN成為提高傳輸帶寬的主要瓶頸。圖1.2是一個DDR3串擾的例子。途中低電平的理論值在0V，由于SSN的影響，低電平表現為震蕩，震蕩噪聲的最大值達610mv，因此噪聲余量只有1.5V/2 - 610mV = 140mV。

因此也不可能靠無限地提高數據位寬來繼續增加帶寬。一種解決SSN的辦法是使用差分信號替代單端信號，使用差分信號可以很好地解決SSN的問題，代價是使用更多的芯片引腳。使用差分信號仍然解決不了數據skew的問題，很大位寬的差分信號再加上嚴格的時序限制，給并行接口帶來了很大的挑戰。

SerDes接口

源同步接口的時鐘頻率已經遇到瓶頸，由于信道（channel）的非理想特性，在繼續提高頻率，信號會被嚴重損傷，這就需要采用均衡和數據時鐘相位檢測等技術。這也就是SerDes所采用的技術。SerDes是串行器和解串器的簡稱。串行器也成為SerDes發送端（Tx），解串器也成為接收端（Rx）。圖1.3是一個N對SerDes收發通道的互連演示，一般N小于4.

可以看到，SerDes不傳送時鐘信號，這也是SerDes最特別的地方，SerDes在接收端集成了CDR（Clock Data Recovery）電路，利用CDR從數據的邊沿信息中抽取時鐘，并找到最優的采樣位置。

SerDes采用差分方式傳送數據。一般會有多個通道的數據放在一個group中以共享PLL資源，每個通道仍然是相互獨立工作的。

SerDes需要參考時鐘（Reference Clock），一般也是差分的形式以降低噪聲。接口端Rx和發送端Tx的參考時鐘可以允許幾百個ppm的頻差（plesio-synchronous system），也可以是同頻的時鐘，但是對相位差沒有要求。

做個簡單的比較，一個SerDes通道（Channel）使用4個引腳（Tx+/-, Rx+/-），目前的FPGA可以做到高達28Gbps。而一個16bit的DDR3-1600的線速率為1.6Gbps*16 = 25Gbps，卻需要50多個引腳。這樣對比之下可以看出SerDes在傳輸帶寬上的優勢。

相比于源同步接口，SerDes的主要特點包括：

SerDes在數據線中時鐘內嵌，不需要傳送時鐘信號。

SerDes通過加重/均衡技術可以實現高速長距離傳輸，如背板。

SerDes使用了較少的芯片引腳。

中間類型

也存在一些介于SerDes和并行接口之間的接口類型，相對源同步接口而言，這些中間類型的接口也使用串行器和解串器，同時也傳送用于同步的時鐘信號。這類接口如視頻顯示接口7：1 LVDS等。

SerDes結構

SerDes的主要構成可以分為三部分：PLL模塊，發送模塊Tx，接收模塊Rx。為了方便維護和測試，還會包括控制和狀態寄存器，換回測試，PRBS測試等功能。如圖2.1

圖中藍色背景子模塊為PCS層，是標準的可綜合CMOS數字邏輯，可以使用硬件邏輯實現，也可以使用FPGA軟邏輯實現，相對容易理解。褐色背景的子模塊是PMA層，是數模混合CML/CMOS電路，是理解SerDes區別于并行接口的關鍵，也是本文討論的重點內容。

發送方顯（Tx）信號的流向：FPGA邏輯（Fabric）發送過來的并行信號，通過接口FIFO（Interface FIFO）,發送到 8B/10B編碼器（8B/10B encoder）或擾碼器（scambler），以避免數據含有較多的0或者較多的1。之后送給串行器（Serializer）進行并串轉換。串行數據警告過均衡器（equalizer）調理，由驅動器（driver）發送出去。

接收方向（Rx）信號的流向，外部串行信號由線性均衡器（Linear Equalizer）或者DFE（Decision Feedback Equalizer）結構均衡器條例，去除一部分確定性抖動（Deterministic jitter）.CDR從數據中恢復出來采樣時鐘，經解串器變為對齊的并行信號。8B/10B解碼器（8B/10B decoder）或解擾其（de-scambler）完成解碼或者解擾。如果是異步時鐘系統（Plesio-synchronous system），在用戶FIFO之前還應該有彈性FIFO來補償頻差。

PLL負責產生SerDes各個模塊所需要的時鐘信號，并管理這些時鐘之間的相位關系。以圖中線速率10Gbps為例，參考時鐘頻率250MHz。Serializer/Deserializer至少需要5GHz 0相位時鐘和5GHz 0相位時鐘和5GHz 90度相位時鐘，1GHz（10bit并行）/1.25GHz（8bit并行）時鐘等。

一個SerDes通常還需要調試能力，例如偽隨機碼劉產生和比對，各種環回測試，控制狀態寄存器以及訪問接口，LOS檢測，沿途測試等。

串行器解串器

串行器（Serializer）把并行信號轉化為串行信號，解串器（Deserializer）把串行信號轉化為并行信號，一般地，并行信號為8/10bit或者16/20bit寬度，串行信號為1bit寬度（也可以分階段串行化，如8bit->4bit->2bit->1bit以降低equalizer的工作頻率）。采用擾碼（scrambled）的協議和SDH/SONET，SMPTE SDI使用8/16bit的并行寬度，如PCI-Express采用8B/10B編碼的協議，GbE使用10bits/20bits寬度。

一個4：1的串行器圖下圖2.2所示.8：1或16：1的串行器采用類似的方法實現。在實現時，為了降低均衡器的工作頻率，串行器會先把并行數據變為2bit，送給均衡器濾波，最后一步再做2：1串行化。

一個1：4的解串器如圖2.3所示，8：1或16：1的解串器采用類似的實現。實現時，為了降低均衡器的工作頻率，均衡器工作在DDR模式下，解串器的輸入是2bit或者更寬。

串行器解串器的實現采用雙沿DDR的工作方式，利用面積換速度的策略，降低了電路中高頻率電路的比例，從而降低了電路的噪聲。

接收方向除了解串器以外，一般還有對齊功能邏輯（Aligner）。相對SerDes發送端，SerDes接收端起始工作的時刻是任意的，接收器正確收到的第一個bit可能是發送并行數據的任意bit位置。因此需要對齊邏輯來判斷從什么bit位置開始，以組成正確的并行邏輯。對齊邏輯通過在串行數據流中搜索特征碼字（Alignment Code）來決定串并轉換的起始位置。比如8B/10B編碼的協議通常用K28.5（正碼10‘b1110000011，負碼：10’b0001111100）來作為對齊字。圖2.4為一個對齊邏輯的演示。通過滑窗，逐bit比對，比找到對起碼（Align-Code）的位置，經過多次在相同的位置找到對起碼之后，狀態機鎖定位置并選擇相應的位置輸出對齊數據。

發送均衡器（Tx Equalizer）

SerDes信號從發送芯片到達接收芯片所經過的路徑成為信道（Channel）,包括芯片封裝，PCB總線，過孔，電纜，連接器等元件。從頻域上看，信道可以簡化為一個低通濾波器（LPF）模型，如果SerDes的速率大于信道（channel）的截止頻率，就會一定程度上損傷信號。均衡器的作用就是不讓信道對信號的損傷。

發送端的均衡器采用FFE（Feed Forward Equalizers）結構，發送端的equalizer也稱作加重器（emphasis）.加重分為去加重（de-emphasis）和預加重（pre-emphasis）。de-emphasis降低差分信號的擺幅（swing）.Pre-emphasis增加差分信號的擺幅。FPGA大部分使用de-emphasis的方式，加重越強，信號的平均幅度就越小。

發送測均衡器設計為一個高通濾波器（HPF），大致為信道頻響H(f)的反函數，FFE（Feed Forward Equalization 前行反饋均衡）的目標是讓到達接收端的信號為一個干凈的信號，FFE的實現方式有很多，典型的例子如下圖2.5所示：

調節濾波器的系數可以改變濾波器的頻響，以補償不同的信道特性，一般可以動態配置。以10Gbps線速率為例，圖2.6為DFE頻率響應演示，可以看到對于C0 = 0, C1 = 1, C2 = -0.25的配置，5GHz處高頻增益比低頻區域高出4dB，從而補償信道對高頻頻譜的衰減。

采樣時鐘的頻率限制了這種FFE，最高只能補償到Fs/2（上例中Fs/2 = 5GHz）。根據采樣定理，串行數據里的信息都包含在5GHz以內，從這個角度看也就足夠了。如果要補償Fs/2以上的頻率，就要求DDE高于Fs的工作頻率，或者連續時間域濾波器（Continuous Time FFE）.

圖2.7為DFE時序濾波效果的演示，以10Gbps線速率為例，一個UI = 0.1 ns = 100 ps.演示的串行數據碼流為二進制[00000000100001111011110000].

審核編輯：湯梓紅