以一個二級彌勒補償運放為例，說明stb仿真和ac仿真的區別，vdd=3.3，Vcm=1.25V，ibias=5uA，負載電容是5pF，負載電阻是100K。

注：二級運放是pmos輸入差分對，第二級是nmos共源級（原理圖是NM5），負載是pmos電流源（原理圖是PM5）。

1.stb仿真

加入一個vdc=0的電壓源做probe（下圖中V3），接成單位增益反饋形式，Vp給一個直流源=1.25V。

stb仿真分析環路特性的testbench

仿真環路穩定性，結果如下：

（1） 頻率范圍從0.001Hz1GHz（從1Hz1GHz結果是一樣的）

仿真的output log匯報的穩定性參數如下：

繪制出波特圖如下：

stb仿真的波特圖

可看出，低頻相位從179.99度開始（看成180度），波特圖正常，從低頻的180度下降180到0度，就是相位交點PX，在增益交點GX（環路增益幅度為1，DB=0處）頻率是21.79MHz（即GBW），GX對應的相位是74.69度，高出0度74.69度，這個值就是PM相位裕度。GBW和PM的結果和output log匯報的結果吻合。

運放一般都是閉環使用，開環使用就是一個性能拙劣的比較器。

由于是單位增益，因此反饋系數β=1，環路增益就是運放的開環增益。

以下標出了頻率為1KHz和1MHz時的環路增益。

1K頻率，增益還很大（90.7dB=34276.8倍），1M的時候增益很小了，31.2dB（36.3倍）。

1K 和1M處的環路增益值

（2） 頻率范圍從0Hz~1GHz

仿真的output log匯報的穩定性參數如下：

繪制出波特圖如下：

stb仿真的波特圖

波特圖形狀奇怪，相位從-180度開始，下降180到-360度，增益交點頻率（GBW）對于的相位是-285.7，高出-360約74.3度，即PM，也是可以和log匯報結果對上的，PM結果和GBW結果是正確的，但是圖的形狀很奇怪。

注：無論是比特圖分析還是噪聲分析，初始頻率值都不要設置成0HZ，設置成0Hz結果不靠譜。

（3） tran仿真--情況1

Vp設置為dc=1.25V，幅度是1mV，頻率是1KHz的正弦.

tran仿真的testbench

1K頻率正弦，1K時候的增益還很大（90.7dB=34276.8倍），1K的時候做到了很好的單位增益，兩端輸入（Vp是正端，net4是負端）和輸出Vout大小相等，波形重合。

注：二級運放是pmos輸入差分對，第二級是nmos共源級（原理圖是NM5），負載是pmos電流源（原理圖是PM5）。

tran仿真結果（1K正弦）

仔細分析波形圖，Vout/R1就是流過負載電阻R1的電流，Vout求導再除以C1就是流過C1的電流，Vout求導值最大的時候，就是C1電流最大的時候，因為Q=CU=IT，電流I=C*ΔU/ΔT，此時R1和C1的電流是從二級運放的第二級的pmos電流負載管PM5抽取的，此時由于Vout在1.25上下，Vout只會給C1充電，C1不會放電，不會向nmos放大管NM5灌電流。

（4） tran仿真--情況2

Vp設置為dc=1.25V，幅度是1mV，頻率是1MHz的正弦.

tran仿真的testbench

tran仿真結果（1M正弦）

雖然此時環路增益很低了，但是也實現了不錯的單位增益buffer。A(Vin-Vout)=Vout,將1M時的環路增益（約是36）代入進去，不會有這么好的跟隨效果啊？why？難道是因為負反饋的調節作用？當Vout大于Vin了，即Vp

輸入改為30MHZ的正弦波，大于了GBW，但是也能跟隨，雖然跟隨的不好。30M的時候在波特圖上，環路增益已經是衰減的了，即開環運放的增益是負的了，衰減了。

tran仿真的結果（30M正弦）

作者也沒明白這里是什么原因，有知道的伙伴可以留言哦。

2.ac仿真

注：我們導師說仿真穩定性最好不要用ac仿真，大家都是用stb。

穩定性仿真，Vp的交流幅度改為1V，加入1G大電阻和1F大電容，前者提供直流反饋，后者旁路交流小信號分量。

ac仿真運放的穩定性testbench

（1） 頻率范圍從0.001Hz~1GHz

ac仿真的波特圖

低頻增益和stb仿真結果差不多，GBW也差不多，是23.2MHz稍大于stb的結果。低頻相移是14度，其實在0度開始是0Hz，下降180度到-180，-103.1高于-180有76.7度,即PM值，也和stb的相差不大。

有沒有發現，stb仿真環路為什么低頻相位是180度而ac仿真低頻相位是0度，因為stb是實打實的環路分析，在直流時，環路是負反饋，因此是180度（或者-180度）。ac分析并沒有環路，相位都是從0開始，給輸入一個交流，只是單純看輸出點的幅度和相位。

（2） 頻率范圍從0~1GHz

ac仿真的波特圖

可看到0Hz時相移是0度，但是增益曲線不正常。

（3） tran仿真--情況1

tran仿真的testbench

Vp設置為dc=1.25V，幅度是1mV，頻率是1KHz的正弦。

注：ac仿真本質上，大信號是閉環的，通過1G大電阻提供直流反饋，但是小信號還是開環的，因為1F大電容濾掉了交流小信號。

此時其實就是一個開環的狀態，所以近似比較器，輸出幾乎是rail – rail的，電容充放電交替進行，抽電流和灌電流，net4即是Vn一端波形，Vn可看出幾乎只有dc分量，Vout的共模電壓和Vp的共模電壓相等都是1.25V，輸出的ac分量不會耦合到net4，因為1F大電容就把交流分量濾掉了，但是不完全濾掉，電容越大，紋波越小，紋波很小不會影響dc點狀態就可以。

ac仿真用的不多，個人感覺不好用，原則是不是閉環應用，小信號開環，大信號閉環，單純仿真一下放大器的低頻開環增益是可以用的，進行穩定性分析一般都是閉環的，開環的電路一般不進行穩定性分析，我們一般是哪里有環路，哪里進行穩定性分析，怕振蕩。stb原則是都是閉環的，因此符合實際。

可看到，運放Vn端幾乎是直流，Vp是給定的正弦波，Vout輸出求導的最大值M8處，對應的負載電容C1的電流最大，即M6點，可代入公式算出，即1054215pF約是533nA。C1的最小電流也是這樣的求法。可看出C1充放電時間還是挺快的，這取決于運放的SR。負載電阻R1的電流就是Vout/R1,在3.28/100k=32.8uA和11mV/100k=110nA切換。

當R1電流是31.2uA時，此時Vout是3.28V，運放的第二級NMOS放大管被壓入截止區，幾乎無電流（約22nA），PMOS負載管被壓入線性區，R1的31.2uA的電流是通過PMOS從vdd抽取的，當R1電流是110nA時，此時Vout是11mV，R1幾乎不抽也不灌電流，NMOS和PMOS電流和dc時候幾乎相等。

tran仿真的結果（1M正弦）

運放Vn端的放大波形（有一定紋波）

（4） tran仿真--情況2

Vp設置為dc=1.25V，幅度是1mV，頻率是1MHz的正弦。

輸出共模電平不是1.25，約是1.277，因為開環增益這么小已經達不到很好的直流反饋效果了，因此Vout共模點不再是1.25V。由于Vout-net4之差很小，因此C0幾乎沒有電流。C1只充電不放電。

1M時候的增益是36.3，下圖驗證了這個增益。

Vp的交流是1mV，即在1.25±1mV，Vout是1.277±36.3mV=1.241V~1.313V。36.3*1mV就是放大的小信號結果。

tran仿真的結果（1M正弦）