摘要

本文探討隔離式雙向DC-DC功率傳輸的實現方案，即通過調整專用數字控制器，使其除了具有標準的正向功率傳輸（FPT）功能外，還支持反向功率傳輸（RPT）功能。文中將介紹系統建模、電路設計和仿真，并通過實驗對理論概念進行了驗證。應用表明，在兩個能量傳輸方向上，轉換效率始終高于94%。

簡介

模塊化電池儲能系統（ESS）有助于可再生電力的有效利用，因而是構建綠色能源生態系統的關鍵技術。梯次利用電池ESS應用日趨廣泛。在這個子市場中，預計高達80%的廢棄電池會用于ESS，在固定電網服務中煥發新生，從而將電池的使用壽命從5年延長到15年。預計到2030年，這些系統會給電網增加1 TWh的容量。1在不久的將來，這種新興應用必將在能源市場中變得更加重要。

典型實現方案是將不同電池模組堆疊起來，通過功率轉換器將其能量傳輸到集中式交流或直流母線（隨后以某種形式將能量分配給負載）。此類系統的挑戰在于，每個模組具有不同的化學組成、容量和老化曲線。在傳統的模塊化拓撲中，最弱的模組會影響整個電池堆的總可用容量（圖1）。

圖1.模塊化ESS的挑戰

圖2.基于電池的模塊化ESS

為了解決這一限制，在圖2所示的架構中，電池堆中的能量通過每個電池模組的單獨DC-DC轉換器傳輸到公共中間直流母線。然后，該能量通過主功率轉換器支持集中式中壓（MV）交流或直流母線。圖2中的電壓和功率水平是根據市場上ESS的典型數據選擇的：48 V電池模組、400 V （DC）中間直流母線、20 kW以上（高功率）主功率轉換器以及高達1500 V的集中式母線2。

在圖2中，電池堆中每個模組的接地基準不同，因此需要通過隔離讓每個電池模組實現單獨的DC-DC轉換器。此外，為了支持梯次利用電池ESS等混合系統，每個轉換器還必須能夠雙向傳輸功率。這樣，就能輕松實現每個模組的獨立充放電以及電荷平衡。因此，本文討論的應用核心模塊是DC-DC轉換器，它既是隔離的也是雙向的。

下面將說明，如何調整功率轉換專用的數字控制器（通常僅針對單向功率傳輸而構建），使其支持雙向操作，這樣控制器就能作為一種良好的替代方案來安全可靠地實現所需類型的DC-DC轉換器。

功率轉換應用的專用數字控制器

對于高功率DC-DC轉換器（大于1 kW）中開關器件的控制，數字控制是當前的工業標準，而且它通常基于微控制器單元（MCU）。3盡管如此，由于各種工業應用更加重視功能安全（FS），因此使用專用數字控制器可能更有優勢。從系統設計的角度來看，更簡單的功能安全認證可以簡化設計過程，從而縮短總體開發時間，更快獲取收益，因此在模塊化實施中特別有利。

專用數字控制器優于MCU的一些原因概述如下4。

? 微控制器依賴于軟件，包含的狀態數量較多，被認為不穩定，因此在IEC 61508標準制定之前，安全系統中不允許使用微控制器。MCU的大量“功能安全”工作都在軟件開發階段。

? 除了軟件之外，MCU本身也必須經過認證。

? 雖然專用數字控制器（作為可配置設備）仍然是數據驅動的，但其配置過程使用有限可變語言（LVL），而不是MCU特有的完全可變語言（FVL）。

? 作為順序數字機，專用數字控制器的功能可以通過測試全面驗證，而這對于MCU中的軟件來說一般是不可能的。因此，當使用專用控制器時，設備會集成核心安全功能。

? 與專用控制器中的集成安全功能相比，MCU實現方案中增加的安全功能可能需要相當多的額外硬件。當使用故障模式、影響和診斷分析（FMEDA）時，額外的硬件往往會增加系統級別的復雜性。

? 使用專用控制器時，額外的安全性（如果需要）可以通過外部MCU（通常在系統級別提供）獲得。

ADI公司的ADP1055是一款專為隔離式DC-DC高功率轉換而設計的數字控制器，提供了一系列功能來提高效率和安全性。這些功能包括：可編程過流保護（OCP）、過壓保護（OVP）、欠壓保護（UVLO）和過溫保護（OTP）。與市場上許多現成的等效器件一樣，該控制器設計用于單向能量傳輸，即FPT。為了實現雙向操作，使用該控制器的應用必須進行調整，以便也能在RPT下工作。下一部分將探討對FPT和RPT模式都很重要的一個方面，即目標DC-DC轉換器的效率，在調整過程開始之前必須了解這一點。

圖3.功率轉換拓撲仿真：標準操作中的（a）模型和（b）效率

實現高效能量轉換

在各種隔離式雙向直流功率傳輸技術中，圖3a中的架構因其實現簡單而成為商業上最常用的架構之一5。

表1.仿真研究參數

這種拓撲既可以看作是FPT中的電壓饋送全橋到中心抽頭同步整流器，也可以看作是RPT中的電流饋送推挽式轉換器到全橋同步整流器。為了說明應用的常見挑戰，圖中顯示了一個典型用例，其初級（直流母線）為400 V （DC），次級（電池模組）為48 V （DC），功率水平大于1 kW。使用LTspice?對開關頻率為100 kHz的典型寬帶隙（WBG）功率器件的操作進行仿真。仿真使用的參數如表1所示。

圖3b中的結果顯示，當使用常規硬開關（HS） PWM時，較高功率水平下的效率迅速下降。將RPT與FTP進行比較時，這一點更加突出。為了改進操作，我們確定了兩種主要損耗機制，通過下文說明的相應開關技術可以降低損耗。

? 軟開關：圖4a顯示在這種低漏感設計中，當使用常規PWM時，初級開關MA和MB在無源到有源開關轉換過程中不會快速關斷。這種狀況會在整個系統中產生較高的開關損耗。在這種情況下，使用相移（PS） PWM（亦稱零電壓開關（ZVS）或軟開關）有助于在這些轉換期間將漏源電壓降至零。為此，我們可以提供與負載相關的適當死區時間，使得開關的漏源電容可以完全放電。應用相移的結果如圖4b所示。

? 有源箝位：圖5a顯示在次級開關MR1和MR2關斷期間，在其漏源電壓上觀察到很大的尖峰和振鈴。這些瞬態事件會危及開關的完整性，浪費能量，并導致電磁干擾（EMI）。使用附加開關（例如圖3中的MCLAMP）實現數字控制有源箝位是減輕該尖峰負面影響的較佳備選方案6。這樣可以進一步提高該架構的效率。應用某種形式有源箝位的結果如圖5b所示。

實施這些策略后，5 kW時RPT模式下的轉換器效率從不足80%提高到90%以上。這些仿真研究也預測到FPT和RPT具有相似的效率，如圖3b所示。

為了實現這些開關功能，ADP1055提供6個可編程PWM輸出以形成開關時序，并提供2個可配置為有源箝位吸收器的GPIO。這兩種功能都可以在用戶友好的GUI中輕松編程實現。有關該數字控制器的這些和其他功能的優勢，請參閱ADP1055-EVALZ用戶指南，其中考慮了標準FPT應用。

確定實現可行效率水平的機制（對于本應用的FPT和RPT模式均適用）后，接下來我們探討如何調整以適應RPT。

圖4.初級開關無源到有源轉換：（a） HS PWM，（b） PS PWM

圖5.初級開關無源到有源轉換：（a） HS PWM，（b） PS PWM

適應反向功率傳輸

為了演示所研究的應用在RPT下的運行情況，我們創建了低壓（LV）實驗裝置進行概念驗證。此裝置基于ADP1055-EVALZ用戶指南中的硬件，最初設計用于48 VDC至12 VDC/240 W FPT的標準情況，使用ADP1055作為主控制器，開關頻率fSW = 125 kHz。為了適應RPT操作，需要適當修改硬件和軟件。圖6（上）顯示了針對此任務的信號鏈硬件部分，其重點如下：

圖6.信號鏈利用專用數字控制器來適應RPT

? 使用兩個匹配的隔離式半橋柵極驅動器ADuM3223來導通和關斷四個初級開關。這些驅動器的精密時序特性（隔離器和驅動器最大傳播延遲為54 ns）可準確地將控制信號反映到PWM中。

? ADP1055-EVALZ用戶指南中的隔離電源單元經過重新接線，并補充了一個輔助精密LDO （ADP1720），以適應系統中的兩個接地基準，并為應用中的所有不同IC供電。

? 在測量部分，分流電阻上的電流測量端子發生交換，以便在控制器的端子CS2+和CS2-上以正確的方向測量整個轉換器的變壓器次級的輸出電流。

? 最后，隔離式放大器ADuM4195用于安全、準確地測量直流母線電壓。在RPT模式下，直流母線電壓是輸出變量，而在FPT模式下，電池側電壓是受控輸出。

基于ADuM4195的測量方案是對控制環路硬件的一項重要補充。除了安全的5 kV隔離電壓（從高壓初級側到低壓控制側）、多達4.3 V的寬輸入范圍以及精度約為0.5%的基準電壓外，ADuM4195還有高達200 kHz的最小帶寬。與典型的并聯穩壓器和光耦合器解決方案相比，它支持實現更快的環路操作，從而提供更好的瞬態響應，這對于應用在125 kHz開關頻率下的運行至關重要。圖7顯示了最終的實驗裝置，圖6中增加的硬件在基于ADuM4195的測量子卡中實現，該子卡已添加到ADP1055-EVALZ用戶指南中的原始評估板中。

圖7.RPT概念驗證的實驗裝置

圖6（下）還描述了為適應RPT在軟件方面的配置。我們深入研究了數字控制系統。結果通過流程的描述塊進行總結說明，如下所示：

? 通過更改PWM設置，使占空比變化與次級電感充電成比例，來實現正確的穩態響應。這是根據該架構在RPT模式下的升壓型操作而得出的。

? 我們采用ADP1055-EVALZ用戶指南中設計的LCL輸出濾波器，通過交流小信號等效電路技術來確定設備在拉普拉斯域中的轉換函數Gp（s）7。與FPT不同，設備在RPT下的響應是具有右側零點（RHZ）的二階系統的響應，這是升壓轉換器在CCM下的典型響應。請注意，這種類型的系統本質上不穩定，需要減少誤差放大器的帶寬。

? 利用MATLAB? System Identification Toolbox，根據用作隔離跟隨器的ADuM4195的頻率響應，對反饋測量Gm（s）進行建模（圖8）。經確認，主導極點在200 kHz左右，可確保在控制系統的目標帶寬（250 kHz可觀測雙頻的10%左右）之上仍能提供快速響應。

圖8.ADuM4195的頻率響應

? 我們選擇在控制器的標準數字補償器中添加一個極點，以減少整體控制系統的帶寬，這在這種非最小相位升壓式轉換器設備中是必要的。因此，我們使用公式1中的數字控制器（常數定義參見ADP1055用戶指南）。

為將分析保持在拉普拉斯域內，我們根據數字控制理論創建了Gc（z）的連續時間模型Gc（s）9。因此，首先添加一個計算延遲（× z-1），而連續時間中的最終表示通過如下方式實現：利用（a） Tustin近似

和（b） Padé 近似模擬離散 PWM （DPWM） 延遲 （Tsa/2=1/4fsw），使得：

? 最后，為了設計一個穩定的響應，我們利用MATLAB Control System Designer作為常規連續時間控制環路，研究了開環轉換函數Gol（s） = Gp（s） Gm（s） Gc（s）。

由此可以觀察到，如果使用與FPT相同的控制常數，RPT下的響應將不穩定。因此，正確設計Gc（s）中常數的最終值對于確保運行可靠至關重要。一旦通過設計實現了穩定的開環轉換函數，控制器就會變換回數字域。圖9（左）顯示所設計的數字濾波器的頻率響應Gc（z），利用圖9（右）中ADP1055的GUI可以通過圖形化方式輕松配置該濾波器。

我們還配置了上一節中研究的提高效率功能（具有自適應死區時間和有源箝位的PS PWM）。實驗發現，為了在RPT的有源到無源轉換中實現適當的ZVS，有必要修改PWM序列中的死區時間。具體來說，我們修改了次級開關的導通時間點，使其發生在每次有源到無源轉換間隔之前，以允許電流反向9。

測試表明適應RPT的修改工作是成功的，從12 V次級輸入獲得了48 V初級輸出。對于負載和輸入電壓變化，輸出電壓調節都很出色，相對標準差（RSTDEV）分別為0.1%和0.02%，如圖10a所示。圖10b和圖10c分別顯示了轉換效率和對50%負載變化的階躍響應。兩種情況下，RPT模式下的效率水平都與FPT模式相似，在中等功率范圍內的峰值效率為94%。階躍響應參數（過沖和建立時間）在RPT模式下為（1%; 1.5 ms），而在FPT模式下為（2%; 800 μs）。我們觀察到，較低的過沖，稍慢的建立時間，構成穩定的瞬態響應。這些結果證明，調整數字控制器以支持雙向功率傳輸的設計過程是有效和成功的。

結論

為在能源市場中實現安全可靠的應用，采用功率轉換專用數字控制器是一種不錯的備選方案。這是因為，與微控制器相比，數字控制器有助于簡化功能安全認證，從而縮短系統級設計時間，更快地獲取收益。這些器件通常是針對單向功率傳輸構建的，本文探討了如何進行修改以支持雙向操作。通過理論模型、仿真和實驗研究展示了隔離式雙向DC-DC轉換器在基于電池的ESS中的應用。結果驗證了該應用的可行性，兩個方向的能量傳輸實現了相似的性能。

圖9.ADP1055上配置的數字濾波器響應

圖10.RPT模式下得到的（a）輸出電壓調節、（b）效率和（c） 50%負載階躍響應