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本系列文章將介紹安森美(onsemi)高邊SmartFET的結構和設計理念，可作為了解該器件在特定應用中如何工作的指南。范圍僅限于具有模擬電流檢測輸出的SmartFET。本系列文章將分為四部分，此為第一部分，將介紹應用詳情以及功率FET和保護，詳細介紹功率元件（垂直功率FET）的物理結構以及利用功率FET所采用的不同技術。其中還會介紹該器件中集成的保護特性，這些特性可在系統故障情況下保護器件本身。

本文在解釋某些概念時還提供了具體的例子和數值計算。需要注意的是，除非另有說明，否則這些示例中提到的值只應被視為典型值，而非對器件性能邊界的定義。對于所有額定最大值，應參考相應的產品數據表。此外，本文中的任何布局或電路模塊圖示都是示例，并不一定代表實際芯片或特定器件的真實電路原理圖。另外，波形進行了理想化處理，以解釋特定場景下器件輸入/輸出的行為。

應用系統概述

任何器件的設計流程都始于對目標應用環境的整體理解，然后圍繞應用所需的性能創建規范?？紤]到與應用的密切交互以及（器件性能）對外部條件的復雜依賴關系，必須采用系統級方法作為設計指南。因此，在討論器件細節之前，必須了解應用環境、典型負載的行為及其與高邊開關的相互作用。

智能高邊開關——動機

高邊 SmartFET 的“最終要求”是切換負載，針對此要求，市場上有多種不同的替代方案。例如，繼電器長期用來切換各種汽車負載，尤其是那些需要大電流激活的負載。隨著汽車部件和組件的重量和尺寸不斷減小，從繼電器過渡到半導體開關的趨勢已經很明顯；與繼電器相比，半導體開關占用的面積更小，抗擾度更好，電磁干擾更低。

p-n 結二極管是一種易于使用的半導體開關，可以滿足開關的基本要求。然而，功耗和高導通損耗使其無法成為現代汽車環境中的可行替代方案，因為現代汽車環境對提高效率和降低系統損耗具有非常激進的目標要求。此外，在切換期間，導電元件的雙極性質涉及少數載流子的注入和提取，這會限制應用的速度。SCR（可控硅整流器）和三端雙向可控硅開關等器件也面臨類似的挑戰。雙極性晶體管具有高輸出電流驅動能力和較低的導通損耗（相比二極管），但需要輸入電流驅動，這使得其不適合用作開關元件。然而，半導體行業廣泛使用它們來生成帶隙和調節電壓。需要以合理的高輸出電流驅動實現高壓擊穿的應用，例如燃料點火，通常采用 IGBT 作為開關元件。IGBT 的輸出級是雙極性的，因此像任何 p-n 結一樣，少數載流子提取會限制導通/關斷速率?？紤]到以上討論的所有性能指標，FET 是最有可能用于切換汽車負載且應用最廣泛的候選器件。輸入易于驅動、高輸入阻抗、快速開關和寬 SOA（安全工作區）這些特性有助于實現理想的開關性能。

圖1：高邊開關與低邊開關在應用中的對比

圖1描繪了用于切換應用負載的許多拓撲中的兩種。使用高邊開關時，負載始終連接到地，切換的是與電源的連接；使用低邊開關時，負載始終連接到電源，切換的是與GND的連接。開關通常封裝在控制單元或ECU內。負載線路是將負載連接到ECU上的引腳連接器的線纜。根據負載類型及其在車輛中的位置，此負載線路可能相當長，導致底盤接地短路的可能性加大；對于低邊配置中的負載來說，這可能是一種壓力很大的狀況。因此，高邊開關是負載切換的優先選擇。此外，在系統中存在到GND的寄生阻抗路徑的情況下（如后面部分所述，溫度和濕度會隨著時間推移而產生泄漏電阻），電源始終連接到負載的低邊配置中的漏電流水平更高。隨著電荷泵設計和技術的進步，將電荷泵與功率元件集成相對方便，使得N溝道FET能夠以較小芯片尺寸用于高邊配置。

有些應用還使用H橋開關配置來驅動雙向負載，例如車門鎖定/解鎖電機。H橋使用兩對高邊和低邊開關，如下圖所示：

圖 2：H橋開關配置

隨著應用復雜性不斷提高（為了向用戶提供更多功能），系統發生故障的概率也在增加。這要求開關在超出預定狀態的情況下進行自我保護，而超出預定狀態最有可能的原因是存在系統故障狀況（如輸出至 GND 短路）。從成本角度來看，為開關增添智能可消除更換成本（在某些安全關鍵型應用中，如果某個器件失效，整個模塊都需要更換），并在較長時間內降低系統成本。為功率 FET 添加控制和邏輯特性時，在器件設計階段必須謹慎行事，以確保模塊可靠性達到要求。

高邊 SmartFET 解決方案

安森美高邊 SmartFET 以單片或雙芯片解決方案提供。圖 3 以虛線矩形突出顯示了 SmartFET 的兩個部分——控制電路（由模擬控制、數字控制和電荷泵組成）和電源部分（由功率 DMOS 以及用于溫度和電流檢測的檢測元件組成）。在單片解決方案中，顧名思義，這兩個部分集成在同一基板上，而在雙芯片解決方案中，這兩個部分是在兩個不同的基板上實現，并通過芯片間鍵合連接。兩個芯片的相對方向和集成度取決于所需的封裝尺寸和器件的長期可靠性。單片與雙芯片技術部分詳細介紹了這些解決方案及其優缺點。

圖 3：框圖中突出顯示了功率 FET 和控制部分

在功率 FET 部分中，用于垂直 DMOS 的技術有平面和溝槽柵疊層兩種可選（參見平面 FET 與溝槽 FET 部分）。特定器件的解決方案選擇主要由給定封裝的目標歸一化導通狀態電阻決定（對于給定硅片面積，溝槽 FET 的導通狀態電阻一般比平面 FET 要低），同時要考慮其他因素，包括但不限于所需的輸出電流驅動和檢測能力以及芯片的熱響應（有關熱行為的詳細信息，參見了解熱網絡部分）。此外，在確定用于給定器件的技術之前，還要考慮可制造性和工藝成本。安森美高邊 SmartFET 的設計考慮是，性能參數、保護和診斷特性組合以及應用中期望的操作不受底層技術的影響。

這里需要強調的是，一些高邊 SmartFET 配備了保險絲陣列形式的一次性可編程微調單元 (OTP)，在生產線末端對其進行編程。在“微調”過程中，首先評估“未調整”器件的性能。然后，根據與所需規格的偏差，這些微調單元（或保險絲）用作控制邏輯的輸入，控制邏輯隨后改變硅片性能，使其與規格嚴密一致。實施這樣的序列可以改進時序和保護參數的容差，例如短路電流限值、開關時間等；降低器件間的變異性；并提供更大的設計靈活性。芯片上實現的微調結構經歷了所需的可靠性應力測試，以確保符合終生工作標準。具有微調功能的器件只能在生產線末端編程；出于安全考慮，客戶不能在現場進行編程。本文檔將針對特定模塊和參數單獨討論微調對產品性能的影響。

應用環境和負載

與工業、消費電子等其他應用相比，汽車應用環境有很大不同，其要求通常更嚴格。AEC-Q100 等標準要求汽車開關在（溫度、壓力、濕度等）極端環境變化下至少達到質量、可靠性和強固性方面的最低標準。

例如，切換燈泡負載的場景。如本部分后面所述，白熾燈在開啟時需要一個浪涌電流，該電流高于額定驅動電流。本例中的燈泡負載是 H4 型前照燈，其額定功率為 55 W，額定電壓為 12.8 V。環境溫度約為 300 K（27°C）時，所需的浪涌電流約為 75 A。汽車環境中的電纜可能很長，因此線纜電阻可能相當大。對于 20 mΩ 的線纜阻抗，浪涌會導致線纜上出現約 1.5 V 電壓降并持續幾毫秒（直到燈泡充分開啟）。此外，汽車環境中與電源的典型連接是通過保護繼電器和保險絲（位于接線盒內）進行切換。這些也可能對浪涌呈現阻抗，限制高邊開關操作可用的電壓擺幅。假設（在這種假設情況下）此壓降約為 1V。除了電源線中的損耗外，GND 線也有損耗。在汽車環境中，為了保護目的，模塊通過阻性網絡連接到底盤 GND。該網絡會增加損耗，本例中平均約為 1V。這意味著，對于前照燈開啟這樣很容易觀察到的情況，汽車應用中的損耗很容易導致標稱 V_BATT = 14 V 的電源電壓下降 20~25%。高邊開關應該能夠在電池電壓降低的情況下工作。應注意的是，這方面的“操作”包括完全開啟的電荷泵、浪涌期間的限流保護（如果需要）以及完整的診斷特性組合。現在考慮在寒冷的環境溫度下打開燈泡。在低溫下，電池電壓會進一步下降，而燈點亮所需的浪涌電流會提高——這兩個因素使得開關操作需要面對嚴苛的環境。安森美所有高邊 SmartFET 正常工作的電壓通常可低至 8 V，某些器件還要求一個最低 4.5 V 的擴展電池電壓（有關低壓工作，請參見特定產品的數據表）。“欠壓操作”部分描述了 LV124 規格和欠壓行為。

雖然以上討論更多地側重于電池電壓的下降，但在汽車應用中偶爾也能觀察到電源電壓的瞬態過沖，尤其是在用跨接引線發動汽車或交流發電機甩負載等情況下（詳見“過壓保護”部分）。高邊開關應能保護自身免受此類事件的影響。如果負載在 PWM 操作中重復切換，例如再次考慮燈泡負載，其光強度由 PWM 驅動器控制，那么控制器應調制燈泡兩端的 RMS 電壓（通過調制 PWM 占空比），使光強度波動最小化。汽車環境的另一個關鍵考慮因素是系統的 EMI 性能。隨著現代汽車應用中電子器件的不斷增加，每個元器件的設計都應保證符合所需的 EMI/EMC 標準，并將應用內外的交叉耦合噪聲降至最低。

因此，除了損耗之外，高邊 SmartFET 的開關特性還應考慮 EMI 影響。在多通道器件中，通道之間不應有干擾，尤其是當一個通道讀取故障狀態時。

如前所述，汽車應用中的底盤被視為系統 GND，高邊開關應足夠強固，以便應對輸出至 GND 短路的情況（高邊應用中極有可能出現這種系統故障）并保護自身。這通常是通過限制負載電流并在器件中整合熱關斷功能實現的。AEC-Q100-012描述了典型的汽車短路條件組合，并量化了器件在短路事件中的性能（以周期數表示）。

上述計算和損耗估計是示例性的，不應認為其代表汽車通用條件組合。一般而言，線纜尺寸（及相關損耗）、電源配電保險絲/繼電器規格、接地連接等都取決于 OEM，在應用中選擇高邊開關時應參考 OEM 規格。

阻性負載

汽車應用中的典型阻性負載包括（但不限于）LED、座椅中的加熱元件、變速器和發動機管理系統、安全氣囊引爆管、氣流傳感器等。LED（發光二極管）是電流控制的負載，換句話說，其光輸出與驅動電流或輸入電能成正比。LED 的工作原理與任何二極管的工作原理非常相似，不同之處在于制造所采用的半導體材料，LED 材料在電子激發下發射光子（光的量子），而不是聲子（機械振動的量子，如硅二極管中）。顏色輸出主要取決于原料的能帶隙。

輸入驅動電路通過 LED 負載上的電流調節或電壓調節來控制。電流通常通過并聯堆疊多個 LED 陣列（在一個模塊內）并增加一個與陣列串聯的限流電阻來限制。另一方面，電壓調節通常通過 DC-DC 轉換級來實現，該轉換級可降低開啟陣列所需的電壓。圖 4 描繪了由高邊 SmartFET 驅動的并聯 LED 集群。每個陣列有 n 個串聯 LED。R_PROTECT 限制流過集群的電流。如果一個 LED 出現故障并顯示開路（如圖 4 中以紅色突出顯示的 LED），其他陣列仍會工作并導通。然而，流經負載模塊的電流會發生變化，高邊 SmartFET 應能通過模擬電流檢測輸出來指示這種變化。典型汽車 LED 負載是以幾毫安培的低電流水平驅動（參見圖 5），因此要精確反映電流的微小變化，并據此診斷特定 LED 燈串的開路是很困難的。如下面“電流檢測和診斷”部分中討論的，在小負載電流下，電流檢測精度會降低；安森美高邊 SmartFET 實現了不同設計方案來提高檢測精度（參見輕載時的電流檢測去飽和部分）。

圖 4：驅動并聯集群 LED 陣列的高邊開關

大多數汽車應用采用 PWM 驅動方案來調制輸出光的強度，高邊開關的開關特性應與應用的 PWM 要求兼容。阻性切換提供了關于 LED 開關的詳細信息。

在車輛的內部和外部照明應用中，LED 已經逐漸取代傳統的白熾燈光源。高能效（電能以一定比例轉化為光）、更好的光輸出（輸出光更具方向性/各向異性，而燈泡具有漫射輸出光譜）、易于驅動（LED 需要的輸入功率通常很低，驅動電路的復雜性非常低）、更長的工作壽命（LED 不含燈絲或任何可能隨著時間推移而疲勞的內部元件），是推動 OEM 將 LED 負載作為汽車照明可行替代方案的主要動機。當然，仍有幾個缺點需要解決，例如，實現高效熱管理的初始成本和難度很高（尤其是對于前照燈這樣的應用）。圖 5 總結了典型的汽車 LED 應用及其驅動要求。

圖 5：采用 LED 的典型汽車應用

電感負載

電感負載主要包括雨刷、啟動器、車門模塊、HVAC、噴油器、電動助力轉向、油門控制等應用中的各種電機，另外還有用于發動機和車身控制應用的繼電器。驅動電感負載時，首要考慮是在電感開始放電時限制輸出電壓的大小。為此，安森美的所有高邊 SmartFET 都集成了保護箝位。有源箝位的機制在電感切換部分解釋。電感負載的另一個問題是高邊 SmartFET 的感應放電能量能力。產品數據表給出了一系列電感在規定的起始環境溫度下的單脈沖和重復脈沖能量能力（參見電感切換部分中描述高邊開關能量耗散的方程）。超過額定能量可能會不可逆地損壞器件。一旦輸入命令轉為觸發電感反激，保護特性就不會激活。

為了保護器件不受感應放電期間的高能量轉移的影響，有些應用采用續流二極管和外部箝位。圖 6 顯示了兩個這樣的選項，它們位于紅色虛線矩形內。由于所有電感負載都有相關的寄生電阻，因此圖中描繪了串聯 L-R 負載。在負載上并聯時，電感放電的可用電壓只是二極管壓降，這可能會導致放電時間很長。第二個選項中的箝位電壓將取決于外部二極管的擊穿電壓（其應低于器件內集成箝位的擊穿電壓）。在這兩種情況下，二極管應能處理感應放電所釋放的功率。實現這些設計時，可能需要額外的元器件來防止電池反向導通、過壓情況等。

圖 6：驅動并聯集群 LED 陣列的高邊開關

應當注意，上述箝位方案僅供參考，也可使用其他帶外部箝位的電路配置。然而，在采用這些拓撲之前，應詳細計算外部元器件的功率處理能力，分析電池反向和過壓情況下的保護，并估計相關的漏電流水平。

燈泡負載

白熾燈泡在工作原理上與“阻性負載”部分中討論的 LED 光源非常不同。燈泡由鎢絲和玻璃外殼組成，外殼內填充氬或氙等惰性氣體。接觸導線攜帶電流進出燈絲，燈絲由用于提供機械支撐和外殼的支架和燈帽支撐。當電流通過鎢絲時，燈絲的溫度升高，最終變得灼熱，從而發光。大部分輸入的電能轉化為熱量，其余的轉化為光。白熾燈的光轉換效率低于 LED、CFL 等其他光源。然而，低制造成本和各種的額定功率使其成為當今汽車應用中使用最廣泛的光源。

燈泡的電氣行為是容性的，開始時需要大電流以加熱燈絲，隨后電流逐漸衰減到運行所需的額定電流。這種初始大電流被稱為燈泡浪涌?！袄洹睙襞荩ㄐg語“冷”描述初始開啟或浪涌）的電阻低于穩態運行時的電阻。穩態電阻取決于所需的最終燈絲溫度（對于大多數燈泡，所需的燈絲溫度為 2900~3200 K）。燈泡的閉環電熱操作說明如下：當應用電壓源時，通過燈泡的電流取決于燈絲的動態電阻率（它是溫度的函數）。燈絲的瞬時溫度取決于其熱阻（以及觸點的熱阻）和輸入功率（而輸入功率又取決于瞬時電流），因此它是一個迭代模型。有多種模型利用查找表或經驗公式來預測這種閉環電阻率曲線。

通常，車燈規定標稱電壓下的額定功率。燈絲的標稱電阻可計算如下：

（公式1）

其中，V_NOM 和 V_PNOM 分別為額定電壓和功率。基于經驗數據，動態電阻可以作為瞬時溫度的函數來估計，其中要用到“浪涌系數”：

（公式2）

T 是燈絲瞬時溫度，T_REF 是所需的燈絲溫度，“const ”是一個經驗常數。公式2 中乘數的后一部分為浪涌系數的倒數。假設已知燈泡兩端的穩定電壓，那么可以使用動態電阻曲線來模擬浪涌電流曲線。

下圖 7 列出了廣泛使用白熾燈泡的應用以及燈泡的額定功率。

圖 7：采用白熾燈泡的典型汽車應用

根據應用燈泡所需的浪涌曲線，了解高邊開關的輸出電流驅動能力至關重要。安森美高邊 SmartFET 具備限流特性，可在過載情況下保護自身（參見 OUT 至 GND 短路——限流部分）。由于熱關斷機制（參見溫度/功率限制部分），在電流限值下長時間工作會迫使器件反復關斷和接通。雖然在系統發生故障情況下（如輸出至 GND 短路）需要這種保護來限制瞬時熱應力，但如果燈泡開啟所需的浪涌電流大于內部電流限值，則燈泡開啟特性會受到影響。在這種情況下，器件嘗試利用重試策略開啟燈泡（參見重試策略部分）。圖8和圖9中的理想化波形集描述了使用和不使用重試策略兩種情況下的燈泡開啟場景。

圖 8：使用重試策略的燈泡開啟

圖 9：不使用重試策略的燈泡開啟

參考以上波形，t_{Bulb_ON} 是開啟燈泡所需的時間——在大多數情況下，它是瞬時電流降至約 0.5*峰值浪涌電流的時間間隔。此參數的規格取決于 OEM。在有內部限流的情況下，t_{Bulb_ON}隨著器件進入和退出差分熱關斷而增加。I_LIM 周期上的均方根電流和最后一次重試開始時的相應功率，應產生與 t_{Bulb_ON} 時間后無重試的情況相同的（燈泡）電熱阻曲線。為應用選擇器件時，應考慮最差情況下的t_{Bulb_ON}（通常在低環境溫度的情況下，可用電池電壓較低時需要高浪涌電流）應在OEM定義的限值內。圖10列出了某些標準汽車燈泡負載的實測最大浪涌電流。測量通過以下方法進行：在燈泡兩端施加一個約12.8V的穩定差分電壓（為了獲得精確的浪涌曲線，燈泡兩端的電壓應穩定，測量系統中的任何寄生電阻壓降都可能降低浪涌電流，因為可用于開啟燈泡的電壓降低了）。最大浪涌電流取決于燈泡的電氣規格（主要是功率瓦數）和物理結構。注入燈泡的功率以燈絲上的導通功率和輻射功率的形式被消耗。燈泡的物理結構決定功率的分配，因此也會影響瞬時溫度和浪涌曲線。

圖 10：典型汽車燈泡的實測最大浪涌電流（電壓約 12.8 V）

應注意的是，實測燈泡浪涌電流只是典型值，并不代表燈泡性能變化的極端情況。此外，燈泡制造商不同，其浪涌電流曲線可能不同。器件建議（針對特定燈泡）可按客戶請求提供。

繼電器和保險絲替代方案

在所有汽車應用中，為了實現更高的系統效率，減小組件重量和尺寸顯然是一個重點。此外，隨著車輛的全面電氣化，用固態解決方案取代現有開關和保護組件的需求越來越強烈。為了實現這一目標，安森美推出了多種旨在取代應用繼電器的高邊 SmartFET（繼電器通常更重，并占用 PCB 上相當大的面積）。關于具體的合適應用，建議參考產品數據表。此外還有超低歐姆器件（例如，典型 R_DS(ON) 在 0.5~3 mΩ 之間），它們旨在取代保護保險絲，提供電子保險絲解決方案。智能高邊開關創建了一個具有故障報告功能的閉環保護方案，集成保護特性可防止電子保險絲受損，從而降低與保險絲相關的更換成本（在車輛壽命期間）。

雖然取代繼電器和保險絲的 SmartFET 解決方案使用了該產品系列提供的一組標準特性，但有一些關鍵應用要求將這些 SmartFET 的設計方法與那些切換其他常規負載（如照明或阻性元件等）的設計方法區分開來。這些差異化要求的幾個實例包括：接地短路情況下重試策略的差異、電流檢測比規格、工作溫度范圍、輸出通道數量、反向電池保護、壓擺率等。其中的大部分要求將在本文的相應部分中單獨討論，以強調隨著市場動力逐漸轉向基于智能開關的配電，設計也需要與時俱進。

功能安全概述

隨著智能開關出現在 SRS（二次約束系統，包括安全氣囊、預張緊器和制動）、配電和輸電等更注重安全的應用中，適當考慮并遵守功能安全標準變得比以往任何時候都更加重要。ISO26262 等標準闡明了設計人員在符合標準所述安全功能的同時整合各種特性的方法。應注意的是，這些標準的出現和應用是最近的事情，這使得整個行業的半導體制造商很難在事后重新設計其產品。為了解決這一困境，安森美以開放式 FMEDA 的形式提供產品特定（根據客戶要求）的故障模式分布分析、設計和封裝特定的 FIT 率，以及逐一的模塊對安全功能影響的分析。此外，這些 FIT 率是基于多種標準提供的，如 IEC 62380、SN29500 等，因為不同客戶可能采用不同的標準進行分析。這些信息有助于客戶設計內置必要故障保護機制的系統，以滿足安全關鍵型應用的需要，使系統根據期望的任務曲線在預期壽命內安全運行。關于具體的功能安全要求，建議聯系相應的現場代表。

功率 FET 和保護 功率 MOSFET

本部分介紹功率元件或 DMOS 的結構和不同拓撲。高邊器件中的功率元件由大量垂直 N 溝道 FET 單元組成，這些單元并聯布置，漏極作為基板，以改善漏極區域的熱擴散并降低熱密度。功率 FET 的理想設計和面積考量對于確定關鍵電氣性能指標至關重要，這些指標包括但不限于 R_DS(ON)、最大電流能力、擊穿電壓、電流檢測、溫度檢測等?；诩夹g、參數要求和幾何約束，安森美高邊 SmartFET 可以采用“平面”或“溝槽”配置。下面說明這兩種結構設計。

平面 FET 與溝槽 FET

如上所述，垂直功率元件可以是平面結構，也可以是溝槽結構。術語“平面”和“溝槽”指的是柵疊層結構，它由多晶硅柵極、底層氧化物和溝道組成。前一種設計具有平面或橫向柵極和溝道，溝道導通接近表面，而后一種設計具有進入主體深度的垂直柵極和溝道（詳見圖 11 a) 和圖 11 b)）。

圖 11：描繪柵極、溝道和載流子流的示例性布局：

a) 平面 FET，b) 溝槽 FET

常規或平面 FET 熱效率高且易于制造，“掩模步驟”少，而溝槽 FET 提供更緊湊的單元間距（故比導通電阻 RDS(ON) 更好），在給定芯片面積內可封裝更多單元。下表總結了這兩種設計的主要區別，根據具體特性將性能區分為 Hi（良好）或 Lo（中等）。

表 1：平面與溝槽垂直功率 FET 的性能比較

單片高邊器件的功率元件（垂直 N-FET）和控制電路在同一基板/原料 Si 上制造。另一方面，術語“雙芯片”是指在同一封裝內有兩個單獨的芯片，分別用于功率 FET 和控制器。單片設計使得 FET 和控制器之間的失配和偏移最??；然而，如果比 R_DS(ON) 足夠低，并且控制電路很復雜，包括模擬和數字部分，那么在給定封裝尺寸內單片集成兩個元件（FET 和控制器）是頗具挑戰性的。這就需要利用芯片疊加 (chip-on-chip) 等技術來優化“封裝空間”。此外，控制電路需要通過隔離結構與 FET 完全隔離。下圖（圖 12）是單片高邊器件的示例。控制器和功率 FET 以及各種檢測元件（溫度檢測、電流檢測）的焊盤也顯示在下圖中。

圖 12：單片高邊 SmartFET 設計示意圖

還應考慮的是，雖然大多數高邊 SmartFET 控制電路基于 CMOS 邏輯，但要在單片配置中集成背側漏極技術，并將 CMOS 基板與背側漏極隔離，必然是很困難的。

雙芯片技術通過芯片間鍵合管理 FET 和控制電路之間的相互作用，這需要額外的前端掩蔽、用于鍵合的犧牲芯片面積以及后端組裝和加工步驟。由于這兩種元件的原料硅不同，因此雙芯片技術器件存在一些固有的工藝不匹配。圖 13 是此類技術的大體示意圖。

圖 13：雙芯片高邊 SmartFET 設計示意圖

該技術的優點是對于特定產品系列，很容易換用不同尺寸和 R_DS(ON) 的 FET，同時保持與控制器的兼容性。

根據應用要求和細分產品系列，安森美高邊 SmartFET 可以采用任何一種技術制造。

多通道器件

某些應用需要多通道器件來操作并行負載（參見應用系統概述部分）。此類器件需要具有多個參數和行為性能完全相同的獨立功率 N-FET。每個功率 FET 或“通道”都有自己獨立的檢測元件，而診斷通常是多路復用的。這些器件的一個挑戰是隔離兩個通道的操作，尤其是在其中一個通道處于故障狀態的情況下。例如，下面的圖 14 所示的電路原理圖詳細展示了雙通道高邊器件中的不同模塊。

圖 14：雙通道高邊 SmartFET 電路框圖示例

電荷泵——工作原理

高效的電荷泵設計對于高邊 FET 實現期望性能至關重要。為確保 FET 在（輸出特性曲線的）RDS(ON) 區域完全開啟，柵極電位需要升壓到電池（漏極電位）之上，以便為 N-FET 提供足夠的過驅動。顧名思義，電荷泵本質上充當此升壓電路，并確保 R_DS(ON) 對于給定芯片面積是最大的。雖然嚴格來說，電荷泵是控制電路的組成部分，但由于其特性與功率 FET 的性能直接相關，因此它在本部分進行討論。

除了產生足夠的柵極電荷外，高效的電荷泵還必須提供穩定的柵極驅動和平滑的開啟與關斷特性，并且應在最小芯片面積上實現。典型電荷泵網絡采用多級開關電容升壓網絡，但這不是產生高電壓的唯一方法。

圖 15 為電荷泵工作原理的示意框圖。根據輸入控制電路的命令，振蕩器產生一組“去相 (De-Phased)”輸出信號，這些信號隨后饋入升壓網絡中，如右圖所示。這些信號控制開關并為電容梯充電。相位差導致該網絡的輸出端積累電荷/產生高電壓。

圖 15：電荷泵——工作原理框圖

一旦器件閉合至完全導通狀態，便可調節電荷泵輸出，通過拉回升壓器來確保沒有柵極電壓過沖。這可能會延長實現 R_DS(On) 所要求的滿量程柵極過驅所需的時間，但會提高柵極控制穩定性并減少過沖。

某些器件中的振蕩器頻率是在生產過程中進行調整的，這樣可確保同類產品圍繞數據表中規定的標稱開關時間的容差很小。不同的技術（在安森美高邊 SmartFET 產品組合中）可能有也可能沒有內部穩壓器。根據所需的柵極電位，升壓級可以級聯，以使每一級的電荷倍增。

內部展頻與振蕩器一起使用，以抑制振蕩器產生的任何頻譜能量尖峰，并確保 EMI 性能良好。應注意的是，器件的開關速度還取決于電荷泵提升柵極電壓的速率以及柵極“卸除負載”的速度。雖然快速電荷泵響應是值得追求的，但其設計不應違反 EMI 要求。

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