1. 引言

移相全橋作為大功率DC/DC變換器的首選在很多場合得到應用，比如通訊系統中的應用將高壓400VDC轉換為12V。移相全橋之所以如此廣泛的應用，是因為其利用變壓器漏感與原邊開關管的寄生電容發生諧振實現開關管的軟開關，可大大提高變換器的工作效率。

但傳統的移相全橋變換器又有著各種各樣的缺陷，比如滯后臂不易實現ZVS，占空比丟失等等。本文針對移相全橋變換器的工作原理進行了研究與總結，且重點闡述了滯后橋臂的ZVS實現條件和占空比丟失問題。

2. 移相全橋變換器工作原理分析

圖1為移相全橋變換器的電路示意圖，由4個主功率器件Q1~Q4以及反并聯二極管和寄生電容構成全橋橋臂，通過變壓器(含有漏電感以及外掛諧振電感L r )和整流電路連接構成全橋變換器。兩個橋臂的上下開關管180°互補導通，橋臂之間通過調節移相角來調節輸出電壓，該移相角的調節也是實現軟開關的基礎。

(a)主電路

(b)主要波形

圖1 移相全橋主電路及主要波形

2.1 傳統移相全橋變換器的工作過程分析

上圖是移相全橋拓撲圖，各個元件的意義如下：

Vin：輸入的直流電源

Q 1 -Q 4 ：4個主開關管，一般是MOSFET

Q 1 ，Q3稱為超前臂開關管，Q 2 ，Q4稱為滯后臂開關管

C 1 -C 4 ：4個開關管的寄生電容或外加諧振電容

D 1 -D 4 ：4個開關管的寄生二極管或外加續流二極管

D R1 ， D R2 ：電源次級高頻整流二極管

T R ：移相全橋電源變壓器

L r ：變壓器原邊漏感或原邊漏感與外加電感之和

L f ：移相全橋電源次級輸出續流電感

C f ：移相全橋電源次級輸出電容

因為是做理論分析，所以要將一些器件的特性理想化，具體如下：

1、假設所有的開關管、二極管為理想元件。

2、所有的電感，電容都為理想元件，不存在寄生參數，變壓器也為理想變壓器，諧振電感是外加的。

3、超前橋臂與滯后的諧振電容都相等，即C 1 =C 3 =C lead ，C 2 =C 4 =C lag 。

4、次級濾波電感通過匝比折算到初級的電感量LS遠大于諧振電感L r，即L S =L f *K ^2^ >>Lr 。

PSFB一個周期可以分為12中工作模態，其中正負半周期是對應的關系，只不過改變的是電流在橋臂上的流向，下面我們首先來分析這12個工作模態的情況。

1. t0時刻，如圖2a

在t0時刻之前，Q1與Q4同時導通，原邊電流的流向是Q 1 -L p -L r -Q 4 ，最后回到電源負。副邊電流回路是：副邊上邊的繞組正端，整流管D R1 ，輸出濾波電感L f 、輸出濾波電容Cf和負載，回到上面副邊繞組的負端。

2. t 0~~t1~時刻，如圖2b

此時超前橋臂上管Q1在t0時刻關斷，但由于電感兩端電流不能突變的特性，變壓器原邊的電流仍然需要維持原來的方向，故電流被轉移到C1與C3中，C1被充電，而C3開始放電。由于C1和C 3 ，Q1零電壓關斷。濾波電感Lf 與諧振電感Lr串聯，且Lf很大，故基本可以認為此時的原邊類似一個恒流源，此時的ip基本不變，或下降很小。

在t1時刻，C1上的電壓很快上升到V in ，C3上的電壓很快變成0V，D2開始導通。

該模態的時間為

3. t 1~~t2~時刻，如圖2c

此時二極管D3已經完全導通續流，將超前臂下管Q3兩端的電壓鉗位到0V，此時將Q3打開，就實現了超前臂下管Q3的ZVS開通；但此時的原邊電流仍然是從D3走，而不是Q 3 。

此時原邊的電流仍然較大，等于副邊電感Lf的電流折算到原邊的即

從超前臂Q1關斷到Q3打開這段時間t d ，稱為超前臂死區時間，為保證滿足Q3的ZVS開通條件，就必須讓C3放電到0V，即

圖2a 圖2b

圖2c 圖2d

圖2e 圖2f

圖2g

4. t 2~~t3~時刻，如圖2d

在t2時刻將滯后臂下管Q4關斷，在Q4關斷前，C4兩端的電壓為0，所以Q4是零電壓關斷。

由于Q4的關斷，原邊電流ip突然失去通路，但由電感的原理我們知道，原邊電流不允許突變，需要維持原來的方向，以一定的速率減少。所以，原邊電流ip會對C4充電，使C4兩端的電壓慢慢往上升，同時抽走C2兩端的電荷。此時，vAB =-vc4 ，vAB的極性自0變為負，變壓器副邊繞組電勢變為下正上負，整流二極管DR2導通，副邊的下繞組開始流過電流，整流二極管DR1和DR2同時導通，使得變壓器副邊繞組電壓為0，原邊繞組也為0，vAB加在諧振電感Lr上。因此，這段時間里是Lr 和C 2 、C4諧振工作，ip 和電容C 2 、C4的電壓分別為

其中，I 2 ：t~2 ~時刻，原邊電流下降之后的電流值

Z 1 ：滯后臂的諧振阻抗,

ω 1 ：滯后臂的諧振角頻率，

在t3時刻，當C4的電壓升到V in ，D2自然導通，結束這一模態。持續時間為

5. t 3~~t4~時刻，如圖2e

當C4充電到Vin之后，諧振結束，就不再有電流流過C 2 ，C 4 ，轉而D2自然導通，原邊電流通過D 3 -L r -D2向電網饋能，由于副邊兩個整流二極管同時導通，變壓器原邊繞組電壓仍為0，向電網回饋的能量來源于儲存在Lr中的能量，此時原邊電流迅速減少，

在t4時刻ip減少到0，二極管D2和D3自然關斷，Q2和Q3中流過電流。開關模態4，持續時間為

此模態下，Q2兩端的電壓降為0V，只要在這個時間段將Q2開啟，那么Q2就達到了零電壓開啟的效果。Q2和Q4驅動之間的死區時間即

6. t 4~~t5~時刻，如圖2f

在t4時刻之前，Q2已經導通，ip由0向負向增加，此時Q2和Q3為ip提供通路。由于ip仍不足以提供負載電流，負載電流仍由兩個整流二極管提供回路，因此原邊繞組電壓仍為0，此時的負載電流還是由濾波電感與輸出電容提供；同時，由于原邊的Q 2 ，Q3已經導通，原邊電流ip流過Q 2 -L r -Q 3 ，又因為Lr很小，所以原邊電流ip就會反向急劇增大。

在t5時刻，ip達到最大，等于副邊的電感電流折算到初級的電流，在這個開關模態，原邊電流是不傳遞能量的，但副邊卻存在著一個劇烈的換流過程，通過副邊二極管DR1的電流迅速減少，DR2的電流迅速增大，在t5時刻，通過DR1的電流減少到0，通過DR2的電流等于濾波電感電流I Lf (t 5 )。開關模態5持續的時間為

7. t 5~~t6~時刻，如圖2g

在這段時間里，電源給負載供電，原邊電流為

因為原邊諧振電感遠小于輸出濾波電感折算到原邊的電感值，式(16)可簡化為下式，

在t6時刻，Q3關斷，變換器開始另外半個周期的工作，與工作情況類似于上述半個周期。

2.2 超前臂與滯后臂實現軟開關的差異

由2.1節分析可知，要實現開關器件的ZVS開通，需要有足夠的能量抽走將要開通的開關器件的結電容電荷，同時給同一個橋臂另一個關斷的開關器件的結電容充電，也就是必須滿足下式：

超前橋臂容易實現ZVS，因為在超前橋臂開關過程中，變壓器處于能量傳遞過程中，輸出濾波電感Lf與諧振電感Lr串聯，而濾波電感Lf一般情況都遠大于L r ，所以超前橋臂開關過程中，電感存儲的能量很多，很容易滿足式(18)。

滯后臂要實現ZVS則比較困難，這是因為在滯后橋臂開關過程中，變壓器處于續流過程，諧振時僅由諧振電感Lr釋放能量，使諧振電容電壓下降到零，從而實現ZVS，此時實現ZVS條件為：諧振電感能量必須大于所有參與諧振的電容能量，如果不滿足式(19)，則無法實現ZVS。

從式(19)可以看出，要滿足它，要么增加諧振電感L r ，要么增加勵磁電流I 2 。

增加了勵磁電流，那么原邊電流相當于在負載電流的基礎上多了一份勵磁電流，使得原邊開關器件的通態損耗增加，變壓器損耗也增大，因此在勵磁電流的選擇上，要充分考慮器件和變壓器損耗。

從效率的角度考慮，在一定的負載范圍內實現滯后臂的ZVS根據式(19)計算出所需最小諧振電感。

2.3 副邊占空比的丟失

副邊占空比丟失是ZVS PWM全橋變換器的一個特有現象，即副邊占空比Dsec小于原邊占空比D p 。

產生副邊占空比丟失的原因是：由于變換器存在漏電感，使原邊電流在[t 2 , t 5 ]和[t 8 , t 11 ]，不足以提供負載電流，副邊所有整流二極管全部導通，輸出濾波電感續流，輸出整流電壓vrect為0。這樣副邊就丟失了[t 2 , t 5 ]和[t 8 , t 11 ]這部分電壓方波。丟失的這部分占空比Dloss為，

由于t23時間很短，可以忽略，而

假設輸出濾波電感很大，其電流脈動較小，則

那么有

由式(22)可知，①Lr越大，Dloss越大；②負載越大，Dloss越大；③Vin越低，Dloss越大。為了減小D loss ，得到所要求的輸出電壓，可以采用飽和電感作為諧振電感，既可以最大程度的實現滯后臂的ZVS，也可以最大程度的減小副邊占空比的丟失。

3. 總結

本文詳細分析了移相全橋的零電壓工作原理，闡述了一個工作周期的具體換流過程以及軟開關實現條件，針對滯后橋臂的ZVS軟開關較超前橋臂更難實現進行了詳細的分析并給出了相應的措施以保證 滯后橋臂的ZVS軟開關的實現，此外還分析了副邊占空比因換流導致丟失的現象，給出了相關措施以減輕副邊占空比的丟失。