1. 引言

倍流整流方式( Current Doubler Rectifier , CDR) ZVS 全橋變換器利用兩個輸出濾波電感的能量可以在很寬的負載范圍內實現開關管的ZVS而且使其輸出整流管自然換流, 從而避免了反向恢復引起的電壓振蕩和電壓尖峰, 但它要求在零狀態時一次側電流能快速下降, 而這只能依靠開關管的通態壓降來實現。一般開關管的通態壓降很小, 因此該變換器要求變壓器的漏感極小, 對變壓器的制造工藝提出了很高的要求。

針對這一不足，可以在原邊繞組串聯一個阻斷電容，利用阻斷電容的電壓使原邊電流在0狀態下快速下降。由于阻斷電容的電壓比開關管的通態壓降大得多，所以即使變壓器漏感較大，也能使原邊電流快速下降。下面詳細分析改進的CDR ZVS PWM移相全橋變換器的工作原理，并討論超前橋臂和滯后橋臂實現ZVS的特點。

2. 工作原理

改進的CDR ZVS 全橋變換器，如圖1a 所示, 其中Q1 ~ Q4 是四只開關管，D 1~~D4~ 分別是Q 1~~Q4的寄生二極管, C 1~~C4分別是Q 1~~Q4的結電容, Llk為變壓器漏感, DR1和DR2是輸出整流管, Lf1和L f2是兩個濾波電感, Cf~是濾波電容。

(a) 主電路

(b) 主要波形

圖1 改進型CDR ZVS PWM移相全橋變換器

下面分析改進型CDR ZVS PWM 全橋變換器的工作原理, 其主要波形如圖1b 所示。在分析之前, 作出如下的假設:

① 有開關管、二極管均為理想器件;

② 所有電感、電容和變壓器均為理想元件;

③ C1 = C 3 ~ = Clead~ , C 2 = C4 = C lag ；

④ Lf1 = L f2 = Lf ;

⑤ 輸出濾波電容足夠大, 其電壓可認為是一恒壓源Vo ;

在一個開關周期中, 各開關模態的工作情況如下，

(1) 開關模態0 [ t0 , t1 ] (參考圖2a)

在t1之前, Q1和Q4導通。整流管DR2導通, DR1截止。兩只濾波電感的電流和原邊電流分別為

(2) 開關模態1 [ t1 , t2 ] (參考圖2b)

t1時刻關斷Q1 , ip給C1充電, 同時給C3放電。由于有C1和C3 , Q1是零電壓關斷。ip同時也給Cb充電, Cb的電壓上升。在這段時間里，ip = iLf1 /K , 由于Lf1很大，iLf1基本保持不變, 這樣C1的電壓線性升高，C3的電壓線性降低。

在t2時刻，C3的電壓下降到零，D3自然導通，開關模式1結束，持續的時間為

(3) 開關模態2 [ t2 , t3 ] (參考圖2c)

D3導通后, Q3可零電壓開通。此時vAB =0 , Cb的電壓使ip減小, is也相應減小, 因此DR1開始導通。由于DR1和DR2同時導通, 變壓器二次電壓被鉗在零位, 同樣一次電壓也為零,這樣Cb的電壓全部加在Llk上, Cb和Llk諧振工作。在這段時間里, 兩個濾波電感上的電壓均為-Vo , 其電流均線性下降。

。

在這個模態中, iLf2變負, 并在t3時刻, is = -iLf2 , 那么iDR2 = 0，DR2自然關斷, 而iDR1 = iLf1 + iLf2 , DR1繼續導通, 從而兩個整流管實現換流。

(a) t1時刻之前 (b) [t1 , t 2 ]

(c) [t 2 , t 3 ] (d) [t3 , t 4 ]

(e) [t 4 , t 5 ] (f) [t5 , t 6 ]

(g) [t6 , t 7 ]

圖2 主功率變換器換流示意圖

(4) 開關模態3 [ t3 , t 4 ] (參考圖2d)

Q4和D3繼續導通, vAB = 0 , 負載電流全部流過D R1 。Cb的電壓很小，可忽略不計，因此加在兩個濾波電感上的電壓近似為-Vo , 其電流繼續線性下降。由于is = - iLf2 , 那么ip = - iLf2 /K, 而iLf2是負方向增大的, 因此ip又開始增加。

(5) 開關模態4 [ t4 , t 5 ] (參考圖2e)

在t4時刻關斷Q4 , ip給C4充電, 同時給C2放電。由于有C2和C4 , Q4是零電壓關斷。ip同時也給Cb充電, Cb上電壓上升。在這段時間里，ip = -iLf2 /K , 由于Lf2很大, iLf2基本保持不變, 這樣C4的電壓線性增加，C2的電壓線性降低。

在t5時刻,，C2的電壓下降至零，D2自然導通。

(6) 開關模態5 [ t5 , t 6 ] (參考圖2f)

D2導通后, 可以零電壓開通Q 2 。iLf1下降，iLf2增加，而ip = -iLf2 /K , 因此ip線性下降, Cb電壓繼續上升。在t6時刻, ip下降到零,D2和D3自然關斷, Q2和Q3中流過電流，Cb電壓達到最大。

(7) 開關模態6 [ t6 , t 7 ] (參考圖2g)

Q2和Q3導通, iLf1下降, iLf2增加, ip反方向增加。Cb的電壓開始下降。t7時刻關斷Q3 , 變換器開始另一半個周期[ t 7 , t 13 ], 其工作情況類似于上述的半個周期[ t 0 , t 7 ]。

3.超前管和滯后管實現ZVS 情況

由第2節的分析可知:

超前管的ZVS是利用輸出濾波電感在電流最大時提供的能量實現的。如圖2中的t1 、t7時刻。滯后管的ZVS是利用輸出濾波電感在電流最小(負值) 時提供的能量實現的。如圖2中的t4 、t10時刻。參考圖2 , 計算濾波電感電流的平均值。

式中ILfmax和ILfmin分別是輸出濾波電感電流的最大值跟最小值，Io是負載電流。

在[t2 , t10 ]時段里,iLf1從ILfmax線性下降到I Lfmin ，即

式中Ts為開關周期，Dy是變換器的占空比。

由式(14) 和式(15) 可得，

值得指出的是, 式(17) 中的ILfmin是負值。

從式(16)和式(17)中可以看出：負載越重， ILfmax越大，而ILfmin的絕對值越小，因此超前管的ZVS在重載時較輕載時容易實現, 而滯后管在重載時實現ZVS 較輕載時困難。I Lfmax ~ > | ILfmin~ |，當超前管和滯后管的結電容相同時, 超前管較滯后管容易實現ZVS。因此，變換器實現ZVS 最困難的是滿載時的滯后管，參數設計時應從這一點出發。

**4.總結

通過本文對CDR ZVS PWM全橋變換器的工作原理分析 , 了解到濾波電感在實現ZVS軟開關時的原理，以及加入阻斷電容后的一次電流如何工作。討論了超前管和滯后管各自實現ZVS的特點， 設計時應從最難以實現軟開關的滿載滯后管考慮。