安森美高邊SmartFET設計為在汽車環境的典型電池電壓范圍內工作，并顧及到了應用電壓圍繞標稱值的變化，如本部分后面所述。工作電壓范圍通常指定為5V-28V，但數據表中的某些特定參數可能是在更窄的范圍內進行表征并予以保證，例如8V-18V。保證的范圍和相應電氣規格隨著安森美高邊SmartFET產品組合中的器件和技術不同而有所不同。以下是對典型電源電壓規格的說明。

圖16：器件在典型電源電壓規格范圍內的操作

如上圖所述，在5V-28V范圍內保證正常工作（除非產品數據表中另有規定）。在此范圍之外，電氣性能（典型 R_DS(ON)、開關速度、電流檢測等）和預期行為（保護和診斷方面）可能偏離規格。低于欠壓閾值時，器件關斷，并以一定的遲滯重新導通。如本部分后面所述，控制器和FET的反向電池保護分別通過內部箝位結構和體二極管實現。典型器件的反向電池閾值為-16V（持續規定的時間間隔），低于該閾值時，預期壽命、可靠性和性能可能會受到不可逆的影響。有些器件可能采用過壓關斷特性來防止FET和控制器受到甩負載等事件期間出現的高壓瞬變的影響；有些器件通過內部箝位結構提供過壓保護，如果在此高壓區域工作，器件的壽命/性能可能會受到影響。不同器件的過壓關斷閾值可能不同。

安森美高邊SmartFET具有欠壓關斷機制，當電源電壓降至過低而無法支持器件工作時，器件就會關斷。該特性還能防止器件標記任何錯誤/不符合規格的輸出或診斷信號。不同器件的欠壓閾值可能不同，典型規格在3V~4V范圍內。欠壓關斷事件具有一個相關的遲滯，以防止因閾值附近的潛在高噪聲電源而導致異常開啟和關閉。

圖17：帶遲滯的欠壓關斷

在汽車環境中，這種低壓事件最有可能在車輛起動情況下觀察到，此時電池電壓可能短暫下降到較低值，然后才上升。在“冷啟動”的情況下，即環境溫度較低且電池電壓進一步下降時，困難會變得更加嚴重。根據LV124關于3.5噸以下機動車輛中電氣和電子元器件的汽車規范，冷起動時的電源電壓軌跡如以下波形集所示。

圖18：LV124規范——冷啟動事件期間的電池電壓軌跡

根據本規范，最差情況下的低電壓為3.2V。安森美的某些高邊器件（如 NCV84012A）符合該標準，而NCV84160等器件的欠壓關斷觸發電壓為3.5V，略高于3.2V的最小電壓規格。欠壓事件下的輸出和診斷行為如圖19所示。

有些低R_DS(ON)的較高功率SmartFET內置了欠壓恢復延遲定時器。在短路限流等大電流導通情況下，當電池電壓被（其輸出阻抗）拉低而觸發欠壓條件時，此特性有助于保護器件。一旦器件安全關斷，電流衰減，電池電壓會再次上升。若沒有該特性，器件將再次導通并進入短路狀態（因為V_BATT>V_{BATT_MIN}），使內置散熱時間不起作用。不斷重試會給芯片帶來壓力，尤其是在大電流器件發生持續短路的情況下。整合延遲定時器可拉長重試間隔時間，讓芯片在下一次重試之前可以充分“冷卻”。圖20解釋了這一現象。有關欠壓延遲規格的詳細信息，參見產品數據表。

圖19：描述欠壓期間器件行為的理想化波形集

圖20：欠壓恢復延遲

在汽車環境中，發生過壓情況主要是由于電源線上導通/耦合的高壓瞬變（包括交流發電機甩負載）、靜電放電 (ESD) 和用跨接引線發動汽車。在甩負載事件中，電池到交流發電機（其向電池提供充電電流）的連接開路，并且輸出電流變得不穩定，因此連接到交流發電機的負載觀察到電源電壓顯著提高，直到交流發電機調節器作出響應并削減驅動電流。車輛制造商通過定義甩負載脈沖的電壓和時間周期來指定該脈沖的特性。此外，“ISO7637-2：僅沿電源線的電瞬態導通”等標準，還定義了特定ISO脈沖曲線和甩負載測試案例。近年來，交流發電機使用瞬態電壓抑制器導致了對甩負載要求的放寬，體現此特性的規格是“抑制甩負載”（對于12V應用，通常在35V左右）。這使得芯片上的特征尺寸可以縮小，有利于低R_DS(ON)器件采用NCV84012A等更小封裝。在用跨接引線發動汽車的情況下，車輛電池由高電壓源——例如卡車電池或雙汽車電池（通常用于補償長充電線纜的線路損耗）——充電以起動發動機。對于用跨接引線發動汽車的情況，脈沖特性同樣由OEM定義。用跨接引線發動汽車事件的壓力比甩負載情況要小。大多數汽車負載都需要能夠承受OEM規定的這些高壓事件。安森美高邊SmartFET內置箝位結構，旨在保護FET和控制器免受高壓尖峰的影響。

圖21：高邊 SmartFET 中的過壓保護箝位結構原理圖

參考圖21，漏柵功率FET有一個保護箝位，用于限制輸出端的電壓擺幅。在FET最初關斷的情況下，如果漏極端子的電壓超過齊納擊穿電壓，該保護箝位導通，并通過在柵源阻抗上產生一個電位來使FET導通。輸出端的負載阻抗限制流經FET的電流。如果FET最初處于導通狀態，它將保持導通，除非器件因過壓而關斷，如典型電源電壓規格部分所述。單獨的箝位結構將控制部分兩端的壓降限制為Z_VD，接地阻抗網絡通過這些箝位限制電流。邏輯輸入端的保護二極管將這些輸入箝位至比GND電位低一個二極管壓降的電壓。在高邊SmartFET中，電流檢測的保護箝位Z_Sense以供電軌為基準。作為標準做法，安森美建議在電流檢測輸出端使用外部箝位，以限制微控制器輸入A/D級觀察到的電壓。此外，建議在與微控制器接口的I/O引腳上使用外部保護電阻，以防止微控制器箝位結構電流過大。在高電壓狀態下長時間工作可能會影響器件的壽命、強固性和性能。

器件布局、端接和金屬布線也經過精心設計，具有出色的瞬態高壓強固性。這些器件經過標準ISO脈沖測試，提供人體模型和機器模型的最大ESD瞬態能力額定值（某些器件還提供充電器件模型額定值）。有關規格，請參考產品數據表。

當切換電感負載時，輸出端的電壓可能會觀察到相當大的負擺幅，這取決于器件關斷時的電流衰減速率和有效放電電感。漏柵保護箝位限制此擺幅的幅度，并將輸出電位“有源箝位”至 V_BATT-V_CLAMP，其中V_BATT是漏極電位，V_CLAMP是保護箝位的擊穿電壓。有源箝位將電流密度分布在整個FET面積上，從而減少箝位二極管遭受的應力，并改善感應放電期間的散熱。與背側體二極管雪崩（即擊穿）并使電感放電的情況相比，這種方法更可取。

如果漏極端子的電源連接開路，高邊SmartFET將通過禁用功率器件和控制部分進行自我保護。在斷電事件期間，OUT和CS（電流檢測）的讀數都是“Lo”。如果在電感切換過程中電源連接開路（或者如果線束具有足夠的電感），則電流必須有一條反激路徑以供放電。該路徑將包括用于控制部分的保護二極管（Z_VD，見圖19），它受外部接地電阻限制。由于保護二極管處理電感反激能量的能力不如功率FET，因此在高能耗的情況下，高邊器件可能會受損。在這種情況下，系統設計應給予適當的考慮，例如，通過使用續流二極管來為感應放電期間的電流提供路徑。

電源短路事件如下圖所示。

圖22：電源短路事件

上圖顯示了V_BATT線路至兩個輸出端子（OUT或CS）短路。在前一種情況下，無論輸入命令如何，負載都會導電。假設漏極端子嚴格連接到電池（即電池和漏極連接之間沒有電位跌落），則整個器件沒有功耗，但該事件可能會對負載造成嚴重壓力。圖23中的理想化波形集描述了典型燈泡浪涌情況下發生的瞬態OUT至V_BATT短路事件。負載電流和電壓短暫提高；V_SENSE降至零，因為在此期間FET將關斷。在圖22中，需要注意的是，電流是在負載附近測量的，并不代表OUT端子流出的電流（在V_BATT短路事件中其將為0）。

圖23：描述OUT至V_BATT短路事件的的理想化波形集

如果電池和漏極連接之間存在阻抗路徑，則源極電位（在V_BATT短路事件中）可能高于漏極，導致反向電流通過體二極管。這種情況雖然在汽車環境中不太可能發生，但會對器件造成很大壓力。

在V_BATT至CS短路的情況下，OUT端子和負載將正常工作，但在CS引腳將觀察到等于V_BATT的電壓，這可能會對微控制器A/D的I/O接口造成潛在壓力。如操作方法部分所述，建議始終在CS引腳處放置外部箝位，以防止該節點出現高電壓。圖24顯示了CS至V_BATT短路時OUT和Sense節點的行為。

圖24：描述CS至V_BATT短路事件的理想化波形集

推薦的GND電路

在涉及高邊FET的應用中，了解并使用理想的接地網絡至關重要。作為標準做法，不建議將器件GND引腳直接綁定車輛或底盤GND。如本部分后面所述，在某些特定系統失效情況下，這會保護高邊FET。圖 25 突出顯示了典型的接地網絡（紅色）——電阻與（可選）二極管并聯。該電阻 a) 在發生過壓事件時限制通過保護箝位Z_VD的電流（見圖 21），b) 防止反向電池連接（反向電池連接時保護箝位正偏，見圖 26）情況下或電感反激期間電池開路情況下器件產生功耗。

圖25：應用中的接地網絡原理圖

雖然該電阻確實能保護器件，但它也會提高GND電位，具體幅度取決于器件的工作GND電流。此電位如果足夠高，可能會改變功率FET的閾值，并限制控制部分內模擬電路操作可用的裕量軌。因此，該電阻的選擇選擇需要權衡。高阻值意味著過壓/反向電池連接期間的限流較低，但也會顯著提高接地電位。

二極管在正常工作期間可為該電阻分流，從而幫助降低GND電位，而且二極管還能阻擋反向電壓（直至其擊穿）。但在過壓情況下，二極管無能為力。除非另有建議，否則建議將典型值1kΩ的電阻與二極管并聯使用，或者將大約150Ω的獨立電阻用作GND阻抗。關于具體器件的建議，請參考相應的產品數據表。

當電池端子的極性/連接翻轉時，反向電流將流過器件，如圖26所示。該模塊級原理圖還顯示了保護二極管和電阻以及反向電流的方向。功率 FET 的本征體二極管會導通電流I_REV，通過該二極管的功率受負載本身的限制。在控制部分，接地電流I_{GND_REV}由正偏過壓保護箝位Z_VD導通；I_{IN_REV}和I_{DEN_REV}通過微控制器內部網絡分別導通至保護電阻R_IN和R_DEN。這些電流流過用于數字輸入的ESD齊納箝位，并最終加到流過Z_VD的電流上。邏輯輸入端的電阻R_IN和R_DEN限制通過ESD結構的電流；由Z_GND表示的接地電阻限制電流，從而限制Z_VD上的功耗。反向電流I_{CS_REV}通過檢測電阻R_CS流入CS引腳，并通過正偏過壓保護二極管Z_SENSE反饋到電池的負極端子中。

圖26：電池反向期間的電流和保護

主要用于取代繼電器和保險絲的低歐姆器件，如NCV84008A、NCV84004A等，具備ReverseON（反向導通）特性，當觀察到反向電池電壓時，它能使倒置配置的輸出 FET 導通。在反向模式下，這種操作可為體二極管分流并限制導通損耗，從而有助于降低器件的功耗。圖 27 突出顯示了通過 FET 而不是體二極管的導通路徑。此外，接地路徑中的反向電池阻斷機制可確保低GND電流（有關最大允許反向電池規格，請參考特定產品數據表），從而允許使用較小的外部GND電阻。

除ReverseON外，某些器件還提供InverseON（逆向導通）特性，如果源極電位超過漏極電位，體二極管導通的電流會再次被分流，并且會被FET導通超馳。當FET的輸出觀察到應用中的電池硬短路時，即表示發生這種情況，如電源短路部分所述。關于FET在反向電池或逆向電流導通的情況下提供的R_DS(ON)。

圖27：通過ReverseON實現反向電池保護

應注意的是，在上述任何一種情況下，輸出級中的反向電流都不會被“阻塞”；相反，功耗通過采用 FET 導通和外部保護電阻來限制。某些應用（如保險絲和/或繼電器替代方案）要求電源路徑中有外部反向電池阻斷機構，用于在反向電池連接情況下防止任何電流導通，以保護下游的負載。有關器件在反極性模式下的最大性能（承受的最長時間和反向電壓），參見具體產品的數據表。對于需要反向電流阻塞的負載，在使用這些高邊器件時必須特別小心（例如，集成反向電池阻斷電路元件）。在反向電池模式下，任何保護特性都不可用。

當器件地線開路時，器件將關斷輸出FET和控制部分。地線開路可能發生在模塊級（模塊地線與ECU地線的連接開路），也可能發生在ECU級——包括微控制器在內的整個ECU與底盤地線 的連接開路。在這兩種情況下，器件中的控制電路都沒有返回路徑/基準電壓源可用。在ECU設計中，應避免模塊的任何寄生GND連接。

下面的框圖顯示了這種情況。

圖28：描述地線開路情況的框圖。

負載仍然連接到底盤地線，但模塊地線開路

圖29：顯示地線開路事件中輸出電流和電壓行為的理想化波形集

圖29中的理想化波形集顯示了地線開路事件中的輸出行為。

對于未受保護的FET，如果負載的輸出至GND短路，則沒有任何手段可限制FET中的電流和功耗（電流最終受到器件跨導、電源的電流容量或鍵合線的最大容量限制），器件可能會受損。為了防止這種不控制的導通情況出現，安森美高邊器件配有限流器邏輯，可在短路事件期間限制器件中的最大電流。最大允許電流因器件和技術而異，可在產品數據表中查到。圖30顯示了OUT接地短路的情況——當右側開關閉合時，OUT節點接地短路。器件觀察到漏極-源極上的V_BATT電位差（忽略任何寄生線路電阻和短路電阻）。

圖30：接地短路事件

通常，此最大電流I_LIM根據器件的熱容量（如尺寸、有效硅面積、封裝等）及其預期應用來決定。例如，如果預期應用是以高浪涌電流驅動燈泡負載，則I_LIM必須相應地設置，以確保燈泡在要求的時間內亮起。有關驅動燈泡負載的更多信息，參見燈泡負載部分。

如果GND短路的情況持續存在，即使電流有限，芯片溫度最終也會上升。為了避免高溫度梯度，安森美高邊FET采用基于差分和絕對溫度檢測的重啟策略（參見溫度/功率限制部分以了解有關溫度檢測的更多信息）。下面的一組理想化波形顯示了短路事件中的示例性輸出電流行為：

圖31：描述具有“折返”特性的限流行為的理想化波形集

當器件接通進入短路狀況時，電流被限制在I_{LIMSC_1}（亦稱為 I_{LIM_Hi}）。當差分溫度擺幅達到其閾值時（參見溫度/功率限制部分），功率FET關斷，并以一定的遲滯再次導通。器件持續導通和關斷，最大飽和電流為I_{LIMSC_1}，直至芯片的絕對溫度達到最大限值，此后輸出電流“折返”到較低值I_{LIMSC_2}以限制功耗，從而限制高結溫下的溫升。導通時間t₁和t₂分別取決于差分和絕對熱關斷閾值（絕對和差分溫度限值的閾值在產品數據表中定義和規定）；關斷時間t₃和t₄取決于其相應的遲滯。此外，散熱和熱環境也會影響這些時間尺度。隨著器件變熱，控制熱關斷的電路也會觀察到溫度升高，這可能導致在這些時間間隔達到其穩態值之前有一個時間延遲。

并非所有安森美高邊器件都有電流折返特性（詳情請參考具體產品數據表）。某些器件在絕對熱關斷閾值之后定義了一個無折返的穩定RMS電流。這種行為如圖32所示。

圖32：描述無“折返”特性的限流行為的理想化波形集

大多數安森美高邊FET的限流電路具有略呈負值的隨溫度變化系數，以避免電流的再生性增加，確保器件安全。一旦結溫達到絕對熱關斷限值，ILIM 脈沖的峰值和占空比最終會穩定下來，產生穩態RMS電流（產品數據表中有定義）。應注意的是，I_LIM還取決于電池電壓（這種情況下為漏源電壓），并且通常根據典型電池電壓或電壓范圍進行指定。一些器件（如NCV84012A）在高漏源電壓下可能還有I_LIM滾降，以降低器件在這些高電壓下的功耗。在“軟短路”情況下，即輸出導通路徑中的電阻（包括短路電阻）足夠高，使得輸出電流未達到最大限值I_{LIM_SC1}時，差分和絕對熱關斷及切換形式的熱保護仍然可用。

除了圖31和圖32所示的兩種限流原理之外，有些器件（如 NCV84012A）可能集成了基于峰值電流檢測的關斷功能，以應對GND短路的情況。設計方法如圖33所示，當漏極電流超過內部限流閾值時，器件關閉輸出級，從而避免較高功耗，就像由熱關斷控制的線性電流限值一樣。

圖33：描述基于峰值檢測的限流的理想化波形集

對于依靠眾多技術實現高電流限值的器件，這種設計方案是必不可少的，因為高功耗（線性電流限值）可能對芯片有害，需要由基于精確峰值的關斷和基于定時器的重啟來控制，而不是調節電流?！袄鋮s”定時器t_{cool_down}在控制邏輯中定義，基于對該技術執行的安全工作區域測量。這些器件中的大多數還采用基于高V_DS（如在“硬”短路的情況下）和/或高V_D（如在用跨接引線發動汽車的情況下）的限流折返。此外，如果芯片上的絕對或差分溫度在不斷重試過程中上升，則由熱傳感器強制實施的更長冷卻時間（這將下一部分中闡釋）占上風。大多數具備此特性的器件還有調整電流閾值和相關定時器的能力，從而提供更大的設計靈活性和更低的器件間變異性。有關這些定時器規格、峰值檢測閾值和測量峰值容差的說明，參見產品數據表。

關于繼電器和保險絲替代方案，基于峰值檢測的限流是設計的優先選擇，它在短路事件中提供受控響應，并避免負載功耗過高。另一方面，照明或切換容性負載等應用需要持續一段時間的穩定電流以管理浪涌。這種權衡常常通過調整與器件要驅動的負載相關的峰值電流閾值和冷卻定時器（使用微調單元）來處理。

快速準確的溫度檢測有助于在過載和/或高功耗事件（如OUT至GND短路）中保護安森美高邊FET。超過器件熱容量是應用中最有可能的失效模式之一，因此需要采用控制元件，當結溫達到給定閾值時，控制元件可以檢測溫度并關斷器件。這種機制被稱為“絕對熱關斷”，或簡稱為TSD（熱關斷）。安森美高邊FET的典型熱關斷閾值約為175℃，除非產品數據表中另有規定。在芯片“冷卻”到較低溫度后，器件重新導通。熱關斷具有與導通相關的遲滯，以避免器件在閾值附近不斷熱切換。有效TSD設計通常要克服許多挑戰：考慮到布局約束，應該在芯片上何處檢測溫度；為了產生一個隨溫度變化最小的參考電路，器件關斷的理想跳變點和遲滯應該是多少，等等。

雖然絕對熱關斷在高功耗事件中可消除有害損壞，但它不能阻止器件在這些事件期間觀察到溫度梯度，這種效應可能嚴重影響器件的壽命、性能和強固性。例如，考慮冷燈泡浪涌電流的情況，環境溫度很低，燈絲需要充分加熱，高浪涌電流通過器件導通，導致芯片溫度升高。在一個假設示例中，器件環境溫度為-40°C，絕對熱關斷將發生在約175°C，器件將觀察到超過200°C的熱梯度，這可能會使器件承受壓力，多次發生此類事件會顯著縮短器件壽命。在某些情況下，這些熱瞬態會導致熱機械過度應變，進而造成機械損壞，如芯片裂紋或分層。為防止出現這種情況，器件采用差分或差值溫度檢測和關斷 (DTSD) 機制來檢測最高和最低芯片溫度之間的差值，如圖34所示。

圖34：絕對和差分溫度檢測

有兩個檢測元件，一個靠近功率FET的中心放置（通常觀察最高溫度），另一個靠近功率FET的外圍放置。由于熱波傳播存在時間延遲，因此兩個傳感器檢測到的溫度總會有一些差異，中心傳感器讀取的溫度會更高。如果溫差超過設定閾值，器件將關斷，并以一定的遲滯重新導通。圖31描繪了模擬上述熱行為的示例性波形。檢測到的電壓與（熱）穩定基準電壓V_{ref_Tjmax}和V_{ref_deltaTj}進行比較，輸出發送至最終決定是否關斷 FET的模塊。

這種差分熱切換的另一個優點是對重復短路性能 (RSC) 的潛在改進。美國汽車電子協會標準 AEC-Q100-012 詳細介紹了智能功率器件的短路可靠性特性。在最壞情況下，器件切換一個代表汽車環境中短路的阻抗網絡，性能按照A到O的等級量化。更好的性能意味著更多數量的脈沖在給定的測試和外部激勵條件下存活下來。由于DTSD，每次重試觀察到的熱瞬變的程度會衰減，器件可以承受更多這樣的短路脈沖，即觀察到器件壽命和強固性得到改進。下一部分將進一步闡明重試策略。某些安森美高邊SmartFET還配有“備用”溫度傳感器，其布置在控制部分的，用以保護器件免受災難性故障的影響。

對于芯片尺寸較小的SmartFET，快速熱響應對于確保芯片能夠承受瞬態高功耗是不可或缺的。峰值電流檢測一般是為滿足浪涌要求而設計，但在某些情況下可能不足以保護器件。在短路阻抗非常小且可能出現高漏源電壓的情況下，峰值電流檢測對芯片經受的極端熱瞬變的響應速度可能不夠快。在這種情況下，DTSD將接管并確保熱瞬變不超過器件的能力。此外，在高溫下發生短路事件時，快速的絕對熱關斷保護會起作用。在該事件，熱傳感器需要在達到規定峰值之前安全關斷器件。這就要求檢測和傳播延遲針對幾十微秒的響應時間進行優化。配電等應用通常在較高結溫下運行，除了快速熱響應之外，還需要較高的熱關斷閾值。

圖35中的理想化波形集顯示了高邊器件在OUT至GND短路情況下的熱響應與輸出電流的關系。此波形集實質上是將溫度曲線添加到上一部分闡述的示例中。

圖35：描述OUT至GND短路事件中溫度軌跡的理想化波形

在第一脈沖開始時，沒有功耗，峰值結溫等于外圍或環境溫度。當電流上升至最大限值I_{LIM_SC1}時，溫度隨之上升，芯片中心處的溫升更為顯著。當兩個溫度之差ΔT_J超過規定限值（安森美高邊器件通常為60°C，除非另有規定）時，功率FET關斷，直到器件降溫ΔT_{J_RST}，然后用另一個I_{LIM_SC1}脈沖重啟。芯片邊緣的溫度隨著每個重試周期的進行而升高，如波形所示。一旦峰值結溫達到絕對熱關斷限值T_TSD，器件便以遲滯T_{TSD_HYS}導通和關斷。如OUT至GND短路——限流部分所述，并非全部安森美高邊FET都有電流折返，此處顯示的波形只是舉例說明。

導通時間和遲滯的選擇需要權衡芯片觀察到的最大溫度瞬變（重試周期宜較短以避免溫度波動大）和器件在給定時間內開啟燈泡的能力（重試周期宜較長，從而以最少的重試次數提供所需的燈泡浪涌電流）。

與熱控制重試策略相反，具有峰值檢測電流限值的器件采用如前所述的基于固定定時器的重試策略。重試次數可以是不確定的，也可以通過計數器（如在NCV84012A中）在內部加以限制。圖 36 顯示了基于定時器計數器的重試策略情況下的理想化波形集。一旦檢測到限流峰值，器件便安全關斷，計數器遞增。相應產品數據表中指定了兩個參數：n_COUNT和r_COUNT。第一個n_COUNT重試的時間間隔相對較近（意味著t_{cool_down}auto-retry），以為容性負載提供所需的浪涌電流。經過n_COUNT重試之后，如果仍未檢測到電流限值，則短路被歸類為持續存在，重試的時間間隔將更長，以防止重試造成過大壓力。一旦計數器遞增到n_COUNT+r_COUNT，輸出級便被“閂鎖”和禁用，直到滿足其中一個計數器的復位條件。圖36描繪了基于使能的計數器復位方法，如果從外部禁用器件并持續t>t_EN(Rst)（時序規格參見數據表），則故障計數器復位。具體器件可能還有其他特定的復位條件，這些已在相應的產品數據表中詳細說明。雖然此圖以短路限流為例，但同樣的原理也適用于熱關斷和/或差分熱關斷情況下的重試。在基于定時器-計數器重試的器件中，時間t_{cool_down}由（通常更長的）熱遲滯驅動的關斷時間取代。此外，計數器也在兩種保護方案之間復用。這意味著計數器值不會被覆寫，因為兩種保護機制可互換地控制輸出級。

圖36：描述基于定時器-計數器的短路重試策略的理想化波形集

基于本文中關于繼電器和保險絲替代方案的討論，此類應用中的短路事件不需要器件重試——短路情況下的連續重試對于通過該智能保險絲連接到車輛網絡中的負載而言可能是災難性的。重試次數可通過內部微調單元進行調整，這簡化了安森美SmartFET中的重試策略的設計方法；生產中可將n_COUNT和r_COUNT分別調整為“1”和“0”，以適應保險絲替代方案。

如果GND短路事件中的重試次數不受內部限制，例如像圖 36 那樣，建議應用中的微控制器從外部對其進行限制。器件的重復切換會影響長期可靠性和壽命。雖然允許的重試次數沒有上限，但如果特別請求，我們可以根據應用特定的Coffin-Manson分析提供一些估計值。對于某些應用，經過給定的點火循環次數之后，如果短路持續存在，微控制器會永久禁用負載。