在正常工作期間，檢測到的電流輸出（或在檢測電阻兩端檢測到的電壓）與負載電流成比例。對于大小合理的檢測電阻，標稱負載下的檢測電壓低于故障狀態檢測電壓，以明確無誤地識別故障狀況。

NCV84012A 等器件在飽和過載檢測電流范圍內具有電流檢測故障電平，這些器件的檢測故障電平顯示在關斷狀態下，并下文中說明。圖 56 所示的時序圖提到了切換標稱負載時的重要電流檢測時序參數。

除非另有說明，參考使能/禁用信號的CS時序參數稱為 tCS_High1/tCS_Low1；參考輸入命令的參數稱為 tCS_High2/tCS_Low2。圖56所示的波形集還描繪了電流檢測信號對負載電流變化的響應。信號DS指的是診斷選擇：對于多通道器件，它選擇要檢測的通道。這些時序參數的典型值和范圍在相應的產品數據表中說明。

對于任何PWM操作，除了器件導通和關斷時序外，還需要考慮電流檢測時序。PWM工作頻率不得超過CS開關能力，以確保電流檢測和診斷可靠。

圖56：標稱負載切換的電流檢測時序

開路負載診斷

關斷狀態

在關斷狀態的正常情況下，當輸入命令為Lo時，負載應將輸出下拉至GND。如果失去與負載的連接，或者負載本身磨損成高阻抗級（例如，串聯LED燈串陣列斷裂），則會出現開路負載狀況。器件會檢測到這種情況，并將其標記為故障。發生這種事件時，模擬電流檢測引腳將輸出故障狀態電流（通常高于正常工作時檢測到的電流），在檢測電阻兩端將檢測到高故障狀態檢測電壓。圖57解釋了關斷狀態開路負載檢測機制。

圖57：關斷狀態開路負載診斷原理

在汽車環境中，“絕對開路負載”狀況幾乎永遠不會存在，也就是即使負載開路，也總會有一些通向GND的漏電路徑（歸因于溫度、濕度、系統寄生效應等）。上圖中的RLEAK即表示此阻抗。因此，輸出節點處會產生一個電位，然后由比較器檢測該電位，并將其與閾值電壓進行比較。建議將一個外部上拉電阻RPU連接到輸出端子，在負載開路的情況下，輸出節點電壓被上拉至電池電壓，確保檢測到負載開路情況。此電阻通常有一個配套開關SPU，當不需要開路負載檢測時，開關斷開，以免不良漏電流通過RPU。

RPU值的選擇需要考慮典型應用負載、系統寄生效應和關斷狀態下的漏電流 (RLEAK)。其大小應使得輸出節點（或由RLEAK和RPU形成的分壓器）處的電壓足以指示負載開路故障。對于這種方法，RPU有一個最大限值。此外，該電阻應能夠處理功耗，因此RPU有一個最小值。

上述比較器網絡設計將一個高輸入阻抗級與輸出節點接口，以減少與開路負載檢測電路相關的漏電流。安森美高邊 SmartFET 的典型關斷狀態開路負載漏電流小于±10μA。還應注意的是，該電路中的輸出電壓與以VBATT為基準的閾值進行比較。換句話說，此閾值將與電池電壓成比例，并且總是比電池電壓低一定的電壓。例如，NCV84012A的典型輸出閾值電壓（用于開路負載檢測）比VBATT低1.3V至2.3V。此設計拓撲可能并不適用于所有安森美高邊SmartFET。例如，NCV84160的輸出閾值電壓以地為基準，通常在2V~4V范圍內，與電池電壓無關（只要VBATT在推薦工作范圍內即可）。

對于此類器件，圖57中比較器負輸入端的電壓以GND為基準。負載開路故障情況下的電流檢測輸出電流一般類似于導通狀態故障情況下的電流檢測輸出電流（例如在限流情況下）。有些器件（如NCV84012A）以不同CS輸出電流水平——對應于不同應用故障模式——來區分不同故障。產品數據表說明了不同故障下CS輸出電流的范圍。有關開路負載檢測的具體信息，參見產品數據表。

一旦檢測到負載開路，故障狀態電流源（圖57）就會覆蓋CS輸出。在電流檢測輸出被標記為高電平之前，總有一段有限的延遲時間，如圖58中的理想化波形集所示。關斷狀態開路負載時序和控制邏輯規格因器件而異。例如，NCV84160的典型延遲時序規格為350 μs，而NCV84012A的典型延遲時序規格為70μs。此外，后一器件集成了基于計數器的機制來區分關斷狀態下的故障。基于計數器的重試方法在重試策略部分中說明。如果在外部禁用器件（VIN：Hi→Lo）時計數器值不為零，則意味著先前的開關導通周期中存在過載/過溫形式的故障。

在這種情況下，在滿足計數器復位條件（如產品數據表所述）之前，相應的導通狀態故障輸出優先于關斷狀態故障輸出。這樣做是為了向處于關斷狀態的微控制器提供故障信息，然后微控制器再次嘗試使能SmartFET，例如在PWM操作中。關斷狀態故障雖然對診斷至關重要，但對器件的危害不如重復性過載/過溫狀況，因此優先級低于導通狀態故障。如果計數器在關斷狀態下為零，則CS輸出僅由OSOL故障存在與否決定。

圖58：關斷狀態開路負載延遲時序

導通狀態

當器件收到的輸入命令為高電平時，輸出被上拉至接近VBATT。如上所述，如果無負載，則僅有極小漏電流（通常 <50mA）流過器件。檢測電流以及由此在RCS兩端檢測到的電壓也很小，圖58中的理想化波形集將其近似為零。如此低的檢測電流使得欠載和開路負載狀況很難區分。此外，當驅動LED負載時，LED的驅動電流可能在毫安級，要明確區分開路負載和標稱LED負載同樣很困難。在這些小負載電流下，偏離標稱檢測比的情況也增加了在導通狀態下檢測開路負載的難度。

電池短路

輸出端至VBATT短路的情況也可由上述用于關斷狀態開路負載診斷的電路來檢測，只需外加一個下拉電阻RPD，如圖59所示。

該下拉電阻可區分關斷狀態開路負載（在這種情況下，輸出節點電壓由 RPU-RPD分壓器產生）和VBATT短路情況（輸出節點電壓等于VBATT，假設為理想短路）。無論哪種情況，比較器都會檢測到故障，輸出端檢測到的電壓可用于鑒別分析。此外，在輸出節點浮空的情況下，該電阻還提供一條通向GND的路徑。在導通狀態下，負載電流將為零（在理想短路的情況下）或極小（在電阻至VBATT短路的情況下）。因此，檢測電流將很小，這同樣存在與導通狀態下的開路負載檢測類似的挑戰。

圖59：VBATT短路檢測

限流

如OUT至GND短路——限流部分所述，所有安森美高邊SmartFET都配有限流器電路，在過載情況下它會限制流經器件的最大電流，從而保護器件。過載情況會被器件檢測為故障狀況，檢測電壓相應地被標記為高電平。圖60中的電路原理圖描述了其工作原理。

圖60：限流——工作原理

ILIM電路模塊包括一個饋送至比較器的檢測FET（其不同于常規電流檢測FET）。當負載電流達到某一閾值ILIM（這里以特性電壓VREF表示）時，柵極電壓被拉低，如上所示。ILIM電路模塊將覆蓋電荷泵。器件將不再以 RDS(ON) 模式運行，并將輸出最大飽和電流。另一個用于限流的獨立檢測器件將CS輸出與該模塊隔離，從而提供穩定的電流檢測輸出。

ILIM工作原理與去飽和機制非常相似。前者在過載時激活，后者在輕載時發揮作用。正如在OUT至GND短路——限流部分中討論的，有些器件具有基于峰值檢測的限流保護和基于定時器/計數器的重試策略。這些器件的故障診斷與采用線性限流調節的器件沒有什么不同。然而，正如下一節所強調的，它們之間存在一些細微差異。過載情況下的電流檢測響應顯示在下一部分關于GND短路事件的理想化波形集中。

GND短路

在接地短路事件中，輸出電流受上述限流器機制的限制。當芯片的差分溫度超過設定閾值時，器件關斷，然后切換，直到短路條件持續存在和/或輸入命令為高電平。電流檢測輸出如下：

圖61：GND短路事件中的CS行為

CS時序參數與正常狀態運行部分中討論的時序參數類似。這里的示例考慮一個在絕對熱關斷后具有折返電流的器件。不過，沒有折返電流的器件的電流檢測響應是類似的。當器件接著進入熱關斷狀態，隨后是另一個ILIM脈沖時，電流檢測不應切換，CS引腳應輸出穩定的故障狀態電流/電壓。

為此，電流檢測輸出的遲滯被設計為大于輸出電流的遲滯。此特性將利用下一節中顯示的波形進行討論。實踐中，當器件在短路事件中升溫時，電流檢測輸出的幅度可能會略有降低（因為溫度系數略呈負值）。此外，對于高電流脈沖，電池電壓可能會瞬時下降（取決于電源的串聯阻抗）。在這種情況下，電流檢測輸出將跟隨電池，可能短暫下降。在這兩種情況下，CS下降極小，不會影響微控制器的數字化電流檢測讀數（用于指示故障）。

在采用基于計數器的重試策略的器件（如NCV84012A）中，瞬時GND短路情況下的電流檢測轉換如圖62所示。當檢測到短路時的限流峰值時，內部計數器遞增，檢測輸出指示發生故障。當消除短路故障并連接標稱負載時，輸出轉換為INOM。

然而，在一段時間（定義為消隱周期）內，電流檢測保持故障電平。該特性在具有線性電流限值的器件中也存在，用于防止在間歇性GND短路（如物理導線去反彈）的情況下，電流檢測不斷從故障電平轉換到標稱電平。應注意的是，NCV84012A等SmartFET的電流檢測故障電平可能低于過載情況下的故障電平。一旦輸入命令被禁用，電流檢測便會再次顯示在上一個導通周期中遇到的限流故障。故障會一直顯示，直到強制執行復位（即施加診斷使能脈沖）。重試策略部分介紹了另一種由輸入使能強制執行的復位。如果出現負載開路故障，則在計數器復位后，檢測輸出端將出現相應的故障電平。

圖62：基于計數器的重試策略中的 CS 行為

過溫操作

如果芯片的差分溫度或絕對溫度超過設定閾值，器件將實施自我保護并進入熱關斷狀態。在發生熱關斷事件時，電流檢測輸出故障狀態電流。下面使用一個示例性燈泡開啟場景來描述這種情況下的操作。

圖63：燈泡開啟期間的熱切換

假設環境溫度（t=0時）不足以觸發絕對熱關斷，則器件進入限流工作模式，同時嘗試開啟燈泡。電流檢測指示過載故障，器件隨后經歷熱關斷，接著是另一個ILIM脈沖，如此等等。電流檢測輸出保持高電平，表示故障狀態。當燈泡點亮且器件轉入正常運行狀態時，芯片溫度降低，電流檢測輸出遵循負載電流軌跡。時間tcs_Response可被視為CS輸出的“熱遲滯”。換句話說，在器件脫離故障狀態后，電流檢測輸出會在一段時間內保持高電平。在ILIM和熱關斷事件中，此遲滯可消除電流檢測輸出的不必要切換。該響應時間僅用于診斷目的，與器件開啟燈泡的能力無關。

應注意的是，CS輸出從標稱狀態到故障狀態的轉換可能不像上面的理想化波形集所顯示的那樣“平滑”。此轉換涉及關斷故障狀態電流源并開啟標稱狀態CS電路（參見圖46），在此切換過程中可能會出現零星噪聲尖峰。盡管如此，這些高頻尖峰很容易由微控制器A/D級之前的RC網絡（圖49）濾除，因此不會影響數字化電流檢測輸出。

欠載

電池短路和限流部分討論了對導通狀態期間的欠載狀況與開路負載和/或 VBATT 短路狀況進行辨別的難點。有些器件（如NCV84012A）通過強制檢測電流

電流檢測校準

雖然安森美高邊SmartFET致力于提供穩定的檢測比，但由于模擬電路中的偏移以及隨溫度、應力和負載電流的漂移，一定會出現一定的誤差。容差和漂移在相應的產品數據表中均有提及。為了進一步降低這些容差，ECU（微控制器）制造商可以在 EOL（生產線末端）測試時執行方便的校準方案。在討論校準程序之前，“問題陳述”和相關的挑戰說明如下。

對于理想檢測比，檢測電流和輸出電流之間的關系為：

（公式12）

用圖形表示的話，

圖64：理想檢測比下的檢測電流與輸出電流的關系

直線的斜率就是檢測比。模擬電路的偏移（參見公式11，其來自輕載時的電流檢測精度改進部分）表現為檢測偏移電流。換句話說，當負載/輸出電流基本為零時，也會有有限的檢測電流從 CS 引腳流出。這可以建模如下：

（公式13）

其中，IOFF為偏移電流。此偏移因器件而異，并且還具有溫度依賴性。其圖形表示如圖65所示。紅色曲線包含偏移誤差。小負載電流下的曲率（曲線偏離直線方程）是去飽和或分離式FET控制電路帶來的改善。如果沒有精度改進技術，檢測電流在低負載電流下會表現出較大的偏差。

當負載電流進一步降低時，偏差會上升，主要原因是功率FET和檢測FET之間的閾值變化。

圖65：使用偏移誤差和去飽和機制時檢測電流與輸出電流的關系

應注意的是，從CS引腳流出的電流始終為正。因此，底部曲線不是表示負檢測偏移，而是表示在運算放大器偏移為負的情況下，負載電流水平需要達到一定的程度，才能從CS引腳獲得有限檢測電流。

除偏移誤差外，檢測比還可能在電源和負載電流范圍內偏離其額定值，并且不同器件的檢測比也可能存在差異。用圖形來說明的話，可以將其建模為與上述曲線相關的斜率誤差，這在高負載電流下更為明顯。圖66顯示了具有最大和最小斜率誤差的邊界條件曲線。

（公式14）

為包含斜率誤差的檢測比。

圖66：檢測電流與輸出電流的關系以及

偏移和斜率誤差邊界曲線（見虛線）

這兩種誤差都與溫度、負載電流和器件有關。此外，由于連續的溫度循環、功率循環和器件承壓，CS比率會隨著溫度和使用時間而“漂移”。這種漂移還與負載電流有關，通常由設計予以保證。產品數據表通常會定義并列出給定負載電流下的默認最大和最小檢測比和/或檢測電流。此窗口包括偏移誤差和斜率誤差二者的貢獻，本質上表示ISENSE-IOUT曲線，類似于圖6.19。出廠的任何器件的總體精度都在不同負載電流下指定的容差范圍內。

為了了解這些誤差的含義，這里選擇輸出電流電平IOUT1。

理想情況下，該負載下的檢測電流由ISENSE1給出（參見圖 67）。然而，如上所述，由于檢測比的不準確性，檢測的電流可能在邊界曲線之間的任何地方，這導致估計負載電流的誤差在 IOUT1' 和 IOUT1'' 之間。

圖67：檢測比不準確的情況下估計負載電流的誤差

在低負載電流下，邊界條件會隨著斜率誤差正負的翻轉而變化（圖 68）。盡管如此，挑戰（負載電流的精確估計）與上面的討論是相似的。

圖68：輕載下檢測電流與輸出電流的關系以及

偏移和斜率誤差邊界曲線

在默認電流檢測精度（如產品數據表所示）下，負載電流的估計可能涉及到很大的誤差系數。EOL 時的校準程序有助于提高期望負載范圍內的電流檢測精度。此過程包括測量兩個已知輸出電流下的檢測電壓，然后將該數據記錄在微控制器的非易失性存儲器中。由于在最終應用中，檢測電壓是“測量值”，負載電流是隨后的“估計值”，因此公式14 需要重新整理如下：

（公式15）

這可以用下面的直線方程來表示。

（公式16）

其中 并且

測量這條直線上的兩點即可得出特定器件的斜率和截距值。一旦器件的這些值已知，就可以通過測量檢測電壓并代入校準的斜率和截距，以合理的精度估計任何其他負載下的輸出電流。校準程序一般不在整個溫度范圍內執行（以節省測試時間、資源和微控制器存儲器開銷），因此與檢測比相關的漂移誤差仍然存在。以 NCV84045 的電流檢測測量為例，電流檢測比指定如下：

表2：電流檢測比規格 - NCV84045

現在，測量兩個負載電流下的電流檢測電壓，例如0.5A和4.5A，然后將這些值代入下面的公式，便可計算出斜率和截距。

（公式17）

校準程序要求將這些斜率和截距值存儲在微控制器的存儲器中。然后測量這些負載的檢測電壓，并使用該公式估計負載電流，從而消除斜率誤差和截距誤差。在使用壽命期間，溫度循環和應力造成的電流檢測漂移仍然存在。下表總結了 NCV84045 的電流檢測漂移規格。該表表明，一旦校準，使用壽命期間的功率和溫度循環所帶來的漂移便在規定容差范圍內，這些容差相當于根據測量的檢測電壓估算負載電流的相對誤差。

表3：NCV84045的電流檢測漂移規格

應注意，這里沒有考慮檢測電阻的溫度可變性和容差，這會增加與估計負載電流相關的誤差系數。此外，偏移誤差的溫度漂移也被忽略了，不過它非常小。因此，校準程序顯著改進了負載電流估計。在某些情況下（需要減少 EOL 時的總測試時間的場合），也可以執行單點校準。這種技術“假設”公式 14 中的斜率（其與根據 ISENSE - ILOAD 曲線估算的差分檢測比成反比）為典型值（由規格的中心 CS 比率定義），截距由具有典型斜率的單個測量點計算。但是，這種技術帶來的電流檢測改進不如上面討論的兩點校準法好。

審核編輯：劉清