文章來源：電網技術

作者：鄧宇杰1，杜燕1，曾磊磊2（1.合肥工業大學電氣與自動化工程學院，2.國網江西省電力有限公司電力科學研究院）

摘要：隨著人們環保意識的不斷提高，傳統的化石能源越來越無法滿足人們的要求，以太陽能為代表的可再生新能源逐漸引起人們的關注。而并網逆變器作為新能源與電網連接的關鍵一環，其性能對于整個電網系統都起著至關重要的作用。傳統的光伏并網逆變器通常采用IGBT器件，但由于該種器件的開關速度受到電導調制效應影響，使得逆變器的開關頻率難以提高，這就限制了光伏逆變器效率和功率密度的提升。與傳統的Si器件相比，基于SiC MOSFET器件的耐壓更高、導通電阻更低，并且器件結電容、門極電荷量更小，所以可以達到更快的開關頻率，利于提高效率。文中主要進行了碳化硅三相并網逆變器的硬件電路設計，包括主電路參數的設計以及驅動電路的設計，并在MATLAB上進行開環仿真驗證。從損耗分析的角度說明了SiC器件相比于Si器件的優勢，得出了SiC器件在相同損耗下的開關頻率更高的特點。

0引言

根據“十四五”現代能源體系規劃可知，在“十三五”期間，我國的太陽能發電裝機總量就達到了2.5億kWp。而“十四五”時期是為力爭在2030年前實現碳達峰、2060年前實現碳中和打好基礎的關鍵時期，加快能源系統調整以適應新能源大規模發展，推動形成綠色發展方式和生活方式。由此可見，太陽能光伏發電的潛力遠不止于此，仍然大有可為。

并網逆變器在電網與光伏發電系統的連接中起著不可或缺的作用。為保證整個光伏并網系統的穩定，對光伏并網逆變器的性能也有了越來越嚴格的要求。因此，在光伏并網逆變器基礎趨向成熟的同時，開始要求其擁有更高的效率、更高的功率密度。

人們對于光伏并網逆變器的早期應用選擇的是絕緣柵雙極型晶體管（Insulated-gate Bipolar Transistor，IGBT）或者是金屬氧化物半導體場效應晶體管（Met‐al Oxide Semiconductor Feild Effect Transistor，MOSFET）。作為傳統的晶體管，他們的使用場合隨著技術的更新迭代以及自身的局限性變得越來越少。同時，電力電子裝置在當今的發展潮流中有著更高的要求，帶隙能量、熱導率及電子漂移等物理特性成為制約電力電子器件的主要因素。倘若無法滿足“輕小快”等各類要求，此類裝置終將會被時代所淘汰。最常規的Si MOSFET器件，其開關速度快，但是這種非高耐壓裝置并不適用于高電壓大電流的環境。而由于電導調制效應，另一種IGBT導通壓降很小，因此能夠勝任Si MOSFET不適用的場合。然而與之相反的是，IGBT開關頻率最高僅為Si MOSFET的三分之一，開關速度更慢，實際應用開關頻率僅為10 kHz~20 kHz左右。然而常見的電網往往是高壓電，只能考慮開關頻率較低的IGBT器件，這就造成了逆變器功率低下的問題。正是由于這些器件材料的局限性，導致光伏逆變器的性能很難在不變換器件的前提下獲得提升。因此，新型寬禁帶半導體器件就成為了重要的突破口，例如目前主流的碳化硅（SiC）、氮化鎵（GaN）等器件。而對于這種新型材料的半導體器件例如碳化硅器件，其主要優勢就在于：

1）SiC材料的臨界擊穿強度約為Si的10倍，這說明了SiC材料的耐壓更高。

2）SiC MOSFET的開關過程中不存在電導調制效應，所以這比Si IGBT的開關速度更快，更適用于高頻場合。

3）SiC MOSFET的導通電阻比更小，這也就意味著損耗更低，可以提高效率。

4）由于SiC材質具有較高的熱傳導性能，因此可以有效地減小其體積和質量，進而增加其功率密度。

1主電路設計

1.1拓撲選型

在文中的設計中，逆變器主電路采用的是三相全橋拓撲結構，如圖1所示。濾波器采用的是LCL型濾波器。阻尼方式采用電容支路串聯電阻的無源阻尼方案實現對LCL濾波器諧振的抑制，這對整個系統的穩定起到了很好的作用。

三相并網逆變器的工作條件如表1所示。由此展開對100 kW碳化硅三相光伏并網逆變器硬件電路的設計。

1.2開關管設計

額定功率為100 kW，根據電壓有效值U0=690 V算出電流峰值

逆變器開關管的最高耐壓即為母線電壓Udc=1 500 V，由于選型中需要滿足1.5~2倍的通態平均電流，故文中選擇GeneSiC Semiconductor公司生產的G2R50MT33K，該 型 號 的 最 高 耐 壓 為3 300 V，25℃條件下額定工作電流101 A，100℃下額定工作電流67 A，滿足要求。

1.3濾波器設計

1）橋臂側電感L對于橋臂側電感上的電壓最大值

故γ可調節LCL濾波器衰減比列，太小的γ會使衰減效果變差，太大的γ會使成本增加，工程上一般取γ≤ 0.05，在設計時，可計算得到網側電感值。然后再驗證總電感值以及LCL諧振頻率是否滿足要求，如果不滿足要求需要重新選擇衰減比例或者濾波電容的值計算，直到滿足要求為止。

在文中設計中，取γ= 0.2，可計算得：

故設計網側電感為40μH。

3）濾波電容Cf

工程上通常要求電容產生的無功功率不超過5%的系統額定功率，故有

5）無源阻尼電阻Rd

根據前文所述，文中采用的阻尼策略是電容支路串聯電阻的無源阻尼法，所以要進行阻尼電阻的設計。而阻尼電阻Rd的結構，則必須兼顧系統阻尼與損失。

在LCL濾波器參數的設計中，阻尼電阻的取值一 般 不 超 過 諧 振 角 頻 率 處 濾 波 電 容Cf容 抗 的1/3，即

2驅動電路設計

2.1驅動電源設計

由GeneSiC Semiconductor器件手冊得知，SiCMOSFET柵極驅動電荷QG為256 nC，當驅動電路開關頻率為50 kHz，驅動正向電壓為+15 V，驅動負向電壓為-5 V時，理論計算的驅動功率為：

其中，ΔVGS是驅動正向電壓和負向電壓差值，QG為柵極電荷，fs為開關頻率。故選擇6路QA01C電源進行驅動，具有20 V/-4 V兩路輸出，可以很好地提高開通和關斷能量。

2.2驅動芯片設計

基于碳化硅逆變器的驅動電路設計一般有兩種隔離方式：光耦隔離和磁隔離。光耦隔離的基本原理是利用光作為介質，將輸入和輸出信號分離開來。這種方法不僅節約了成本，提高了傳輸效率，還提高了對EMI的抗干擾能力。磁絕緣利用變壓器將輸入和輸出信號分離，這種隔離方式雖然傳輸速率較高，但是抵抗電磁干擾能力弱，而且在高頻環境下易出現變壓器磁飽和現象。

在驅動電路設計時，驅動芯片應該提供足夠的驅動電流，當該電流不足時，會導致器件開關過程延時，從而使得開關過程的損耗增加。因此，根據式計算出開通過程需要的平均驅動電流Ig為：

故平均驅動電流為3.04 A，因此從隔離方式、驅動電流兩個方面考慮后選擇Infineon公司生產的SiCMOSFET柵極驅動器1EDC60I12AHXUMA1，該驅動芯片采用Infineon特有的無鐵芯變壓器技術，最高能夠達到3000 V的隔離電壓等級，同時該驅動芯片最高可以輸出10 A的峰值驅動電流，能夠驅動SiCMOSFET快速動作。

2.3驅動電路原理

首先對驅動芯片1EDC60I12AHXUMA1做簡單介紹，該驅動芯片采用PG-DSO-8-59封裝形式，邏輯輸入引腳支持3~15 V的寬電壓范圍，可以直接連接到DSP或者其他微處理器的輸出引腳。芯片的邏輯輸入引腳，驅動輸出引腳都具有欠壓鎖定（UVLO）功能，可以確保更可靠的開關動作。1EDC60I12AHX-UMA1的引腳定義如表2所示。

驅動芯片1EDC60I12AHXUMA1的邏輯信號側電源VCC1具有較寬的工作電壓范圍，在3.3~15V之間。2、3個腳均可用作PWM信號的輸入端，當PWM信號采用IN+管腳時，IN-應該與低電平相連，這時IN+是高電平，輸出是高，IN+是低壓，而輸出是低壓，而驅動是低壓。如果將IN-管腳用作PWM信號的輸入，則IN+應該被連接至高電平，在該情況下IN-是高電平，而驅動輸出是低電平，IN-是低電平，而驅動是高電平，從而實現低通斷邏輯。通過這兩個引腳的特點，可以實現硬件過流保護。

如圖2所示，左側為DSP的PWM和硬件的過電流保護。在高頻率切換時，系統的電磁干擾較大，會對驅動信號產生較大的影響，為了提高系統的可靠性，必須對驅動電路進行抗干擾。PWM信號首先通過三極管，這不僅可以改善PWM信號的驅動性能，還可以降低DSP直接輸入的驅動電流。而三極管是一種電流驅動的裝置，其電流信號的抗干性要高于電壓信號。通過三極管驅動電路，將PWM信號輸入到施密特觸發反向器中，施密特觸發器具有正、負兩種閾值電壓，對信號進行整形濾波，從而進一步增強了系統的抗干擾性。最終，PWM信號與驅動芯片IN+管腳相連接。通過三極管驅動電路，硬件過流保護信號與驅動晶片IN-插頭相連接。通常，硬件的過流保護信號是高電平的，三極管是開通的，IN-是接地的。當出現過電流時，保護信號跳到低電平，三極管關閉，IN-引腳與高電平相連，這時，無論IN+輸入是高還是低，驅動芯片的輸出均處于低電平狀態，從而使該裝置能夠達到過電流保護的作用。

3 MATLAB開環仿真

為了驗證是否可以輸出滿足并網要求的并網電流，以及之前設計的LCL型濾波器的參數是否可以滿足濾波要求，故需要在MATLAB中進行開環仿真驗證。

3.1仿真模型

通過之前的設計分析，搭建模型。仿真模型主要有直流電源輸入模塊、并網逆變器模塊、SPWM發生器模塊、具有濾波功能的LCL濾波器模塊，最后再接入三相交流電源形成模型，如圖3所示。對應其中的參數如表3。

3.2結果分析

該次實驗目的：觀察LCL濾波器參數設計是否合理。

通過前文搭建的模型，輸出功率為100 kW，輸出電壓為690 V，計算可以得出輸出電流峰值為68 A，電流波形如圖4所示。

工程上一般來說THD≤5%，如圖5可以看出THD=0.5%<5%，所以滿足條件。

根據圖4和圖5，可以得到以下結論：

1）直流母線電壓可以輸出滿足要求的并網電流；

2）設計的LCL濾波器參數可以達到很好的濾波效果。

4損耗分析

功率半導體器件多數工作于不斷開關過程，在導通過程以及開關過程都會產生損耗。過大的損耗不僅會降低系統的運行效率，還會造成大量的發熱，造成溫度過高，嚴重地影響到設備的運行。因此，開關器損耗問題成為目前國內外研究的一個重要課題。在系統設計、壽命判斷、選擇合適的散熱系統、提高系統的可靠性方面，均具有十分重要的意義。MOSFET的功率損耗主要分為導通損耗與開關損耗。

4.1 MOSFET導通損耗

電力電子器件在通態下，由于存在一定的通態電阻，經過電流流通時，在電阻兩端會產生導通壓降，從而產生了導通損耗。導通損耗的大小由流過器件的電 流 與 導 通 壓 降 的 乘 積 大 小 所 決 定 ，其 計 算 公式為：

4.2 MOSFET開關損耗

在電力電子電路運行過程時，總是伴隨著相應的電力電子器件的開啟和關閉，從而導致了開關損耗的發生。隨著新設備、新技術的發展，以及電力電子學逐漸走向高頻率，開關損耗是決定設備整體效能的關鍵因素。

開關損耗是在MOSFET的開斷過程中，因MOSFET的工作電壓、電流都會對MOSFET施加影響，從而導致MOSFET的開關重疊時間延長，進而引起器件的損耗。開關損耗Psw的計算如下：

在相同的損耗下可以明顯看出SiC MOSFET的開關頻率要遠遠高于Si IGBT的開關頻率，在高頻特性一方面可以減小諧波對系統的影響，另一方面也可以使系統中的電感和電容等元器件的體積縮小，這使得系統的整體體積相比低頻有了質的飛躍，帶來了更高的功率密度，同時對于相同的開關頻率下SiCMOSFET器件損耗比Si IGBT顯著降低，可以大大緩解散熱問題。

5結語

文中設計了100 kW碳化硅三相光伏并網逆變器的硬件電路，主要包括以下幾個方面的內容：

1）進行主電路拓撲的選取以及主要參數的設計，包括直流側電容的設計、橋臂側電感、網側電感、開關管的設計、濾波電容的設計以及阻尼電阻的設計。

2）設計了SiCMOSFET的驅動電路并對采用的驅動芯片、驅動電路原理做了說明。

3）在MTLAB軟件中進行開環仿真驗證，驗證了LCl濾波器參數設計的合理性。

4）對比Si IGBT進行了損耗分析，得出結論：

①在相同的開關頻率下，SiC MOSFET器件損耗比Si IGBT顯著降低，可以大大緩解散熱問題。

②在相同開關頻率下，SiC MOSFET的開關頻率遠遠大于Si IGBT，不但可以減少諧波的影響，還可以減小電感和電容等元器件的體積，帶來更高的功率密度。

審核編輯：湯梓紅