相位噪聲是振蕩器的基本指標之一。經驗豐富的工程師可以通過查看相位噪聲圖來了解有關振蕩器質量以及它是否適合應用的很多信息。RF工程師專注于某些載波偏移頻率下的相位噪聲水平，以確保可以支持所需的調制方案。設計40GbE 等高速串行鏈路的專業人員將帶通濾波器應用于參考時鐘的相位噪聲，對其進行積分，并將其轉換為相位抖動以預測系統的誤碼率。

本應用指南首先簡要介紹相位噪聲和相位噪聲測量方法的理論概述，然后重點介紹實用的相位噪聲測量建議，例如將被測信號正確連接到儀器、設置相位噪聲分析儀以及選擇合適的相位噪聲分析儀。本文檔中的所有測量均使用 Keysight E5052B 相位噪聲分析儀進行，該分析儀是北美最常用的相位噪聲測量儀器之一。

Chrent什么是相位噪聲

相位噪聲是信號短期相位不穩定性的頻域表示。相位噪聲通常被描述為單邊帶 (SSB) 相位噪聲并表示為 L(f)。相位噪聲的經典定義是在載波偏移頻率處測得的功率譜密度與信號總功率之比。出于實際目的，此定義已稍作修改，以便在載波偏移頻率處測量的功率譜密度以載波功率為參考，而不是以總積分信號功率為參考（圖 2-1）。

圖 2-1：經典相位噪聲定義

使用頻譜分析儀測量相位噪聲時，經典定義很方便，但它結合了幅度和相位噪聲效應。它還對具有高相位噪聲的信號有限制。經典定義通常適用于峰峰值相位偏差遠小于 1 弧度的信號。它也永遠不能大于 0 dB，因為信號中的噪聲功率不能大于信號的總功率。

最近，相位噪聲被重新定義為相位波動 L(f) = SΦ(f)/2 的功率譜密度的一半。理想的正弦波可以表示為 f(t) = A?sin(ωt + φ)。具有相位噪聲的正弦波可以表示為 f(t) = A?sin(ωt + φ(t))，其中 φ(t) 是相位噪聲。那么 SΦ(f) 是 φ(t) 的功率譜密度。以這種方式定義時，相位噪聲與幅度噪聲是分開的。它也可以大于 0 dB，這意味著相位變化大于 1 弧度。

Chrent相位噪聲測量方法

有兩種廣泛使用的相位噪聲測量方法。第一個使用頻譜分析儀的功率譜測量和相位噪聲的經典定義。信號頻譜是在一定的分辨率帶寬下測量的。然后計算相位噪聲，如圖 2-1 所示。

第二種方法通過 SΦ(f) 與最新的相位噪聲定義兼容，并使用相位檢測器技術。這種方法的基本原理是使用鑒相器將被測信號與參考信號進行比較。鑒相器的輸出與其輸入之間的相位差成正比（圖 3-1）。

圖 3-1：相位噪聲測量的相位檢測器方法

鑒相器方法有很多種。Keysight E5052B 分析儀實現了此方法的兩種不同變體，在儀器設置中稱為“正常”和“寬”。

正常模式是一種 PLL 方法，它使用 PLL 將參考振蕩器鎖定到被測信號。這樣做是為了使參考信號和源信號在相位檢測器輸入上保持 90° 相位差。相位檢測器的輸出使用 ADC 進行采樣，并使用快速傅立葉變換 (FFT) 計算 SΦ(f)。

在寬測量模式下，E5052B 使用所謂的外差（數字）鑒別器方法。它使用模擬混頻器將被測信號轉換為中頻 (IF)，然后用 ADC 對其進行采樣。相位檢測器在 DSP 中實現，它將信號與自身的延遲版本進行比較。相位檢測器的輸出用數字低通濾波器進行濾波，以將相位差分量與高頻分量分開。這個代表相位噪聲的時域數字信號然后在 DSP 中通過 FFT 和歸一化運行。

正常模式用于穩定的時鐘源。它提供了最佳的靈敏度和廣泛的偏移覆蓋范圍。對于具有高電平接近載波相位噪聲的信號，建議使用寬模式。互相關可用于提高外差（數字）鑒別器方法的測量靈敏度，尤其是在接近偏移處。

Chrent將信號連接到相位噪聲分析儀

01信號電平和熱噪聲

熱噪聲是由導體中電荷載流子的熱運動產生的電子噪聲。它表示為給定溫度下每赫茲帶寬的平均噪聲功率。電阻器的溫度越高，電荷載流子的動能就越高，這導致溫度越高噪聲越大。熱噪聲本質上是寬帶的，并且具有近似平坦的頻譜。

熱噪聲可以限制弱信號的相位噪聲測量本底噪聲。室溫下的熱噪聲為 -174 dBm/Hz。熱噪聲中的相位噪聲功率部分比總功率小 3 dB，導致在室溫下為 -177 dBm/Hz。相位噪聲測量的理論本底噪聲是載波信號功率與熱噪聲的相位噪聲部分之間的差值。表 4-1 顯示了不同功率電平輸入信號的理論相位噪聲測量本底噪聲。

表 4-1：作為信號功率函數的理論相位噪聲測量本底噪聲

02有源放大器和探頭

可能需要有源放大器將被測信號路由到相位噪聲分析儀，例如當信號太弱而無法直接連接到儀器的 50Ω 輸入時。一個典型的例子是在精密 TCXO 和 OCXO 中經常看到的削波正弦輸出類型。削波正弦輸出驅動器的阻抗相對較高，不能直接驅動 50Ω 負載。另一個例子是在不加載電路的情況下測量客戶板上的相位噪聲。

任何有源放大器都有自己的噪聲系數，并在信號通過放大器時向源信號添加噪聲。結果，與輸入信號相比，放大器輸出端的信噪比降低。如果在將被測信號連接到相位噪聲分析儀之前必須對其進行放大或緩沖，則必須考慮放大器的噪聲系數以確保放大器添加的噪聲可以忽略不計。

有源探頭提供了一種訪問系統或評估板上信號的便捷方式。為系統增加了最小的寄生負載，并附帶了許多附件，可以輕松連接到電路板上的走線、引腳、探針點或其他功能。有源探頭主要設計用于高帶寬信號的精確波形測量。因此，使用有源探頭進行相位噪聲測量時存在兩個主要問題：

有源探頭具有高帶寬，會給信號增加大量寬帶噪聲。

為確保探頭的高帶寬能力，探頭中的放大器對信號電平進行分頻。這意味著相位噪聲分析儀輸入上的信號功率會降低，并且由于熱噪聲而導致測量本底噪聲降低。

不建議使用有源探頭進行相位噪聲測量。

03

振蕩器輸出信號類型

振蕩器有不同的輸出信號類型。兩大類是單端信號和差分信號。單端信號在相對于公共地的單線上承載時鐘信號。差分信號使用兩根信號線傳輸相同的時鐘信號，這些時鐘信號彼此相差 180°。

本章將提供將最常見的信號類型連接到相位噪聲分析儀的建議。

3.1 單端 LVCMOS

LVCMOS是一種單端輸出類型，通常具有從0V到VDD的輸出電平。輸出阻抗通常介于20Ω和40Ω之間。LVCMOS輸出通常能直接連接到相位噪聲分析儀的50Ω輸入，但需要記住以下幾點：

必須使用 50 Ω 屏蔽電纜進行連接，最好保持較短的長度 (<= 3 英尺)，以最大程度地減少插入損耗和隨之而來的信號衰減。

相位噪聲分析儀的輸入端具有 50Ω 端接，將 50Ω 負載加載到振蕩器會從輸出驅動器吸取大量電流。這種功耗會略微增加內部芯片溫度。來自驅動器的高電流消耗的另一個影響是相位噪聲中稱為雜散的諧波分量的水平。如果有任何與輸出驅動器對振蕩器電路中其他模塊的影響相關的雜散，則增加驅動器電流可能會增加這些雜散的電平，并且它們的幅度將比正常負載條件下的幅度更大。

3.2 單端削峰正弦

削峰正弦輸出是單端輸出，具有緩慢的上升/下降時間和降低的信號電平，精密 TCXO 和 OCXO 經常會遇到這種情況。這種輸出的輸出阻抗相對較高（kΩ 范圍），將削峰正弦輸出直接連接到相位噪聲分析儀的 50 Ω 輸入意味著信號功率低，熱噪聲將顯著限制測量本底噪聲。例如，具有 1 kΩ 源阻抗和 1V 峰峰值電壓的削波正弦輸出將為 50 Ω 儀器輸入提供大約 -20 dBm 的功率。這導致理論測量本底噪聲為 -157 dBc/Hz，這對于應該在與載波偏移 5 MHz 處達到 -170 dBc/Hz 的時鐘信號是不可接受的。

為了避免這種情況，必須將信號功率提升到可接受的水平。一種選擇是使用低噪聲射頻放大器，如 Mini-Circuits ZX60-3018G-S+（圖 4-1）。它具有 SMA 輸入和 SMA 輸出，可以輕松地注入到測量設置中。

圖 4-1：微型電路射頻放大器 ZX60-3018G-S+

3.3 差分輸出

振蕩器最常見的差分信號類型是 LVPECL 和 LVDS。不太流行但仍在某些應用程序中使用的是 HCSL。差分輸出具有許多優點：共模降噪、抗噪聲耦合、出色的電源噪聲抑制和高頻能力。

相位噪聲分析儀通常有單端輸入，但差分接口有兩個輸出。將差分輸出連接到具有 50 Ω 輸入的單端儀器的最簡單方法是將其中一個輸出直接連接到儀器，并用 50 Ω 將另一個輸出端接地以平衡驅動電流。這種方法的兩個缺點是共模噪聲沒有被消除，這會增加本底噪聲并且損失了一半的信號功率。此外，如前所述，較弱的信號會導致熱噪聲的影響較大。

解決方案是使用平衡-非平衡轉換器巴倫將差分信號轉換為單端信號，然后連接到相位噪聲分析儀。巴倫是一種高頻變壓器，其中差分信號連接到初級繞組的兩側，單端信號從次級繞組中取出。圖 4-2 說明了在單端模式（連接到相位噪聲分析儀的輸出之一）和使用 JTX-2-10T 射頻變壓器作為巴倫的 JTX-2-10T 射頻變壓器在單端模式下測量的 SiT9365 差分振蕩器的相位噪聲。可以觀察到，單端測量具有更高的本底噪聲。

圖 4-2：在單端和差分模式下測量的 SiT9365 156.25 MHz 差分振蕩器的相位噪聲

Chrent設置相位噪聲分析儀

01

自動設置

大多數相位噪聲測量儀器都具有自動設置功能。其目的是為給定的輸入信號選擇最佳的儀器設置。在 Keysight E5052B 相位噪聲分析儀中使用自動設置時，儀器會檢測輸入信號的功率電平和頻率，并自動設置多項設置，包括輸入衰減、中頻增益和頻率范圍。所有其他設置，如開始/停止頻率、平均或互相關，取決于測量需要，而不是由自動設置設置。圖 5-1 顯示了使用 Keysight E5052B 分析儀使用自動設置進行的相位噪聲測量。被測信號是通過巴倫轉換器連接的 SiT9365 差分振蕩器。

圖 5-1：使用 Keysight E5052B 分析儀使用自動設置進行相位噪聲測量。被測信號：SiT9365差分振蕩器通過巴倫轉換器連接

02

設置輸入衰減

必須按照儀器供應商的建議設置輸入衰減。過多的衰減可能會將信號功率降低到熱噪聲開始降低本底噪聲的程度。衰減太小可能會導致電路過載和測量結果不佳。圖 5-2 說明了當輸入衰減器設置從自動設置功能選擇的 0 dB 更改為 20 dB 和 30 dB 時，相位噪聲測量本底噪聲如何增加。

圖 5-2：衰減器設置對相位噪聲測量的影響。儀器：Keysight E5052B。被測設備：SiT5356，156.25 MHz。

03

平均

多數相位噪聲分析儀都具有測量平均功能。此功能按指定次數運行測量并對結果求平均值。它使相位噪聲軌跡看起來更平滑，但需要更多時間。

圖 5-3 顯示了使用 Keysight E5052B 分析測量的 SiT5356 精密 TCXO 相位噪聲。使用了兩種平均設置：無平均和 16 倍平均。理想情況下，用戶應該嘗試幾種不同的平均設置，以測量速度和測量質量之間的最佳平衡。

圖 5-3：在無平均和16x平均的情況下測量的相位噪聲。儀器：Keysight E5052B。被測設備：SiT5356，10MHz

從圖 5-3 中可以看出，有和沒有平均的軌跡都是平滑的，并且在遠偏移量處幾乎相同，但沒有平均的軌跡在偏移量附近看起來非常“嘈雜”。這種差異主要是由于 Keysight E5052B 分析儀處理數據的方式造成的。以高采樣率收集原始相位數據。在完整數據集上運行 FFT 需要大量計算資源，因此儀器將相位噪聲圖拆分為固定段。這允許對繪圖段使用不同的分辨率，因此較低的偏移量可以具有更高的分辨率，而遠處的偏移量可以具有較低的分辨率。這對于以對數水平刻度繪制數據非常方便。例如，1 Hz 到 47.7 Hz 是第一段，47.7 Hz 到 190.7 Hz 是下一段，依此類推。為了計算第一段的 FFT，使用原始數據的完整時間長度，但通過跳過樣本降低了采樣率。對于下一段，采樣率高于第一段，但序列的持續時間減少（參見圖 5-4）。

這種方法還有另一個好處。在圖 5-4 中，用于計算段 4 的 FFT 的數據具有最大采樣率，但持續時間相對較短。這意味著可以將原始相位數據集切割成多個連續的數據集，就像圖中用于計算 FFT 的數據集一樣。然后可以為每個數據集單獨計算 FFT 并取平均值以獲得更好的段測量結果（圖 5-5）。在相位噪聲分析儀文檔中，這個過程被稱為執行一定數量的相關，因為執行了多個互相關的矢量平均。Keysight E5052 手冊指定了對相位噪聲圖的每一段應用了多少相關性。這是儀器自動執行的附加處理，用戶無法控制。這就是為什么使用 Keysight E5052B 分析儀測量的相位噪聲跡線在較高偏移下看起來很平滑，但需要平均以提高偏移附近的測量質量。

圖 5-4：相位噪聲圖中段的拼接

圖 5-5：處理更高頻率段有足夠的數據來運行多個相關操作并平均結果

04

互相關

互相關是另一種改善相位噪聲測量本底噪聲的技術。連接到相位噪聲分析儀的被測信號被分成兩個測量通道，由參考源和 PLL 系統組成。在這兩個通道的輸出之間應用互相關。來自被測信號的噪聲是相干的，因此不受互相關操作的影響。來自測量通道的噪聲是非相干的，因此以sqrt(M)的速率通過互相關減少，其中M是相關數。

其中 L(f) 是以 dBc 為單位的雜散值，fcarrier 是載波頻率。

圖5-9中的最大雜散約為-100dBc，這是SiTime SiT9365差分振蕩器的典型性能。讓我們將其轉換為 RMS 抖動：

所以支線的功率只有14.4fsrms

圖 5-8：去除雜散后測量的相位噪聲（忽略雜散模式）。儀器：Keysight E5052B。被測設備：SiT9365，156.25 MHz

圖 5-9：在檢測到雜散并以 dBc 為單位顯示的情況下測量的相位噪聲（功率雜散模式）。儀器：Keysight E5052B。被測設備：SiT9365，156.25 MHz