1、運放十坑之一——軌到軌

運放輸出電壓到不了電源軌的這種明坑踩了后，我選擇了軌到軌的運放，哈哈，這樣運放終于可以輸出到電源軌了。高興的背后是一個隱蔽大坑等著我：

看看我常用的某公司對軌到軌運放產品的介紹：“高速(>50MHz)軌到軌運算放大器支持以更低的電源電壓、更接近供電軌的擺幅和更寬的動態范圍工作?！笨吹經]有：

“以更低的電源電壓、更接近供電軌的擺幅和更寬的動態范圍工作。”

“更接近供電軌的擺幅”

“更接近”

“接近”

。。。

看一個軌到軌運放的手冊：

輸出電壓的確是到不了電源的5V，why？

運放的輸出級可以簡化為下面這種的結構形式：

由于MOS管有導通電阻，當流過電流時，導致了電壓降，因此，當負載越大時，導通壓降越大，輸出電壓越不能達到軌。

所以說，軌到軌運放不是完全的可以使輸出到達電源值，要使用的時候，還需要看負載和溫度（影響導通電阻阻值）的關系來決定輸出能達到多大電壓。

2、運放十坑之二——不可忽略的輸入偏置電流

設計了一個分壓電路，理論上輸入1V，輸出2V，可是一測，總是多了近6,7百個mV。這要是進12位3V量程ADC，可是要吃掉600多個碼。

原來運放正向輸入端和反向輸入端由于TVS漏電流和管子輸入偏置電流，導致了兩個輸入端存在輸入偏置電流（而且由于沒有任何一個器件和另外一個器件一模一樣，這兩者輸入偏置電流還不盡相同）；這兩個偏置電流會與外部電阻一起形成偏置電壓后，輸出到后端，形成誤差。如果你不巧選擇了一個基于BJT設計的運放，它具有較大的輸入偏置電流，就會造成很大的后級誤差。如下圖這種運放，真是“豈止于大，簡直是莽”。

下面假設，兩個輸入端的輸入偏置電流相同。

對于，正向輸入端來說，Ib+帶來偏置電壓幾乎等于0，而對于反向輸入端來說，Ib-帶來的偏置電壓等于350mV（計算時，假設Vout接地，相當于R1//R2）。因此，需要的是在正向輸入端增加一個電阻，來補償反向輸入端帶來的誤差。

正如前文所述，正反相輸入偏置電流不盡相同，補償只能減小失調電壓，而正反相輸入偏置電流差也稱為失調電流。在進行高精度或小信號采樣時，可以選用低失調電流運放，因為加入補償電阻，也代入了一個新的噪聲源，要慎重加入。

偏置電流是運放的主要誤差之一，在之后的坑中，還會介紹一些影響后級的誤差源。

3、運放十坑之三——快速下降的PSRR

當我是個菜鳥工程師的時候，做運放設計從來不考慮PSRR，當聽說過PSRR之后，每次選運放都會在成本控制基礎上選擇一個有較高PSRR的運放。

比如這款運放PSRR達到了160dB：

根據計算公式：

即使電源電壓在4.5V-5.5V區間內發生變化，電源對運放輸出的影響只有10nV。

很可惜，這個指標是指電源電壓的直流變化，而不包括電源電壓交流的變化（如紋波），在交流情況下，這個指標會發生非常大的惡化。Spec.里面提到的只是直流變化，交流變化在后面圖示里面，一般情況下，非資深工程師對待圖示都是滑滑地翻過去。

如果運放電路使用了開關電源，又沒有把去耦、濾波做得很好的話，后級輸入精度會受到極大的影響。來看，同一款運放的交流PSRR。

對于500kHz開關頻率的紋波，PSRR+惡化到只有50dB，假設紋波大小為100mV，那么對于后級的影響惡化會達到0.3mV。對于很多小信號采集的應用來說，這個誤差是不可接受的。因此，有些應用場景甚至會在運放電源入口做一個低通濾波（請注意電阻功耗和電阻熱噪聲）。

4、運放十坑之四——亂加的補償電容

以前有個“老工程師”對我說，反饋電路加個電容，電路就不會震蕩。一看到“震蕩”這么高大上的詞語，我當場就懵逼了，以后所有的電路都并一個小電容，這樣才professional。

直到一天，我要放大一個100kHz（運氣很好，頻率還沒有太高，不然電壓反饋運放都沒法玩）的信號，也是按照經驗并上一個電容，然后。。。信號再也沒有正常。。。因為，并上了這個電容反饋阻抗對于100kHz的信號變成了只有不到200Ω，導致放大系數變化。

然，這還不是關鍵，問題在于：真的需要一個補償電容嗎？

首先，運放內部存在一個極點（把它想成就是RC低通造成的），它會造成相位的改變，最大到-90°：

如果再增加一個極點呢，它又會再次對相位進行改變，最大還可以增加到90°：

這樣相位就到了-180°，這有什么問題呢？那就是“震蕩”?？匆幌码妷贺摲答佭\放的增益：

當某些頻率點上的環路增益Aβ等于1，而相位為-180°的時候，這時，Vout/Vin會變成無窮大，電路就不穩定了。因此，當外部增加一個零點時，運放就會在某些頻率點進入震蕩，比如引腳上的分布電容，如下圖：

這時，我們并上一個電容，相當于人為引入一個零點，把拉下去的相位，拉上來，但是，這個分布電容一般很小，使得它環路增益Aβ等于1的位置非常遠，在這么遠的頻點上，運放早就不能正常工作了。而看手冊這個運放自身在100k的時候，相位余量相當的高，超過了90°，完全不需要增加額外的補償電容。

因此，對于具體情況，要具體分析，不能被“老工程師”帶著跑了。

5、運放十坑之五——被冤枉的共模輸入范圍

以前遇到過一個問題，前級運放放大后，再由運放跟隨進ADC，進ADC的信號是0.3V-1.5V。感覺是個很簡單的電路，但是后面實測這顆工作電壓為單電源5V的運放，有部分板卡在輸出1.5V左右的時候，它的輸出值并沒有完全跟隨到輸入值，而低于比1.5V的信號，跟隨都沒問題，但是一旦接近就不對。

當然，這個問題就上了硬件組的會議，最后討論的結果是：“這個運放有問題，我們要找廠商嚎盤，但是我們是xx企業，別個又不得理我們，這樣吧，我們換一個其它公司的運放”。不幸的是，我們冤枉了一顆運放，并且沒有找到問題原因，幸運的是，在沒有完全弄清原理的前提下，我們碰巧選到了一顆可以正常工作的運放。

來看下這款運放的一個指標，運放共模輸入范圍：

運放共模輸入范圍是運放輸入電壓的一個區間，它表征的是運放能夠線性工作的區間，即輸入電壓共模值在這個區間內，當輸入電壓發生變化時，輸出電壓能夠線性的發生變化。

對于跟隨電路，由于存在負反饋，基本上可認為正相輸入端電壓和負相輸入端電壓是同一個值，而這顆運放在5V供電時，它的共模輸入范圍是-0.1V至1.5V。因此，當輸入電壓在1.5V左右的時候，運放就存在不能正常線性跟隨的情況。

為什么不能跟隨呢？來看一個三極管放大電路，它也是運放的組成部分之一，來進行舉例說明。

當輸入的Vb發生變化時，Ie就會隨著Vb發生相應的變化，從而引起Vc的變化，這就是跟隨。若Vb繼續增大到，使得Vc=Vcc-Ie x Rc計算值為負數的時候，而實際上Ie x Rc并不能超過Vcc，這時放大電路達到飽和甚至電流反相，導致輸出電壓固定或削峰或反向等。