1 引言

穩(wěn)定的反饋環(huán)路對開關電源來說是非常重要的，如果沒有足夠的相位裕度和幅值裕度，電源的動態(tài)性能就會很差或者出現(xiàn)輸出振蕩。下面先介紹三種控制方式的各種零，極點的幅頻和相頻特性，再對最常用的反饋調整器TL431的零、極點及特性進行分析。Topswitch是市場上廣泛應用的反激式電源的智能芯片，它的控制方式是比較復雜的電壓型控制，內部集成了一部分補償功能，最后分析一個Topswitch設計的電源，對它的環(huán)路進行解剖。

2 環(huán)路補償方式及 TL431 特性

2.1 單極點補償

適用于電流型控制和工作在 DCM 方式并且濾波電容的 ESR 零點頻率較低的電源。其主要作用原理是把控制帶寬拉低，在功率部分或加有其他補償?shù)牟糠值南辔贿_到 180 度以前使其增益降到 0dB。

圖 1

2.2 雙極點，單零點補償

適用于功率部分只有一個極點的補償，例如所有電流型控制和非連續(xù)方式電壓型控制。

圖2

2.3 三極點、雙零點補償

適用于輸出帶LC諧振的拓撲，例如所有沒有用電流型控制的電感電流連續(xù)方式拓撲。

圖 3

2.4 TL431輸出供電時的零極點特性

TL431是開關電源次級反饋最常用的基準和誤差放大器件，其供電方式不同對它的傳遞函數(shù)有很大的影響。

圖 4

其中：

從上面的公式可以看到，在輸出直接給431供電的情況下，零點的位置在1/[2π(R+R1)C]處，而不是1/(2πRC)。即使沒有R，只接一個C的情況下，零點還是存在，如果R1遠大于R，零點的位置主要有反饋網(wǎng)絡的上分壓電阻決定。為了抑制輸出的開關紋波，有時在后面加一個LC濾波，其諧振頻率一般大約為開關頻率的1/10-1/20左右，這個頻率通常遠大于反饋回路的帶寬，其影響可以忽略。

3 實例分析

下圖是一個典型的Topswitch電源的控制環(huán)路，寬范圍輸入，12V/2.5A輸出，原理圖如下；

圖 5

電源的反饋環(huán)路圖如下：

圖 6

其開環(huán)傳遞函數(shù)為：

KPwr-功率部分傳遞函數(shù)；KLC-輸出LC濾波部分傳遞函數(shù)；KFb-反饋分壓部分傳遞函數(shù)；Kea-反饋補償部分和光耦部分傳遞函數(shù)；KMod-調制器部分傳遞函數(shù)。在做補償設計前，先計算出K1= KMod ×KPwr × KLC ×KFb的頻率特性，根據(jù)實際情況確定出需要的設計目標KEa，然后通過設計TL431的相應補償來完成KEa的要求。

3.1 除補償部分外的小信號傳遞函數(shù)K1

在此設計中，由于上分壓電阻直接接到 431 基準端，所以 Kfb=1。

設計補償部分，先確定目標帶寬，然后再設計補償部分，使在目標帶寬時的相位裕量大于45°，幅值裕度不管用上面哪種補償方式都是自動滿足的，所以設計時一般不用特別考慮。在用Topswitch設計的反激電源中，目標帶寬除受到一般反激電源的幾個限制外（帶寬要小于開關頻率的1/2；右半平面零點的1/4；運放增益限制；輸出電容類型的選等），還受到內部7KHz極點的限制，一般不能太高，約1-2KHz。

3.2 TL431部分小信號傳遞函數(shù)

由于 TL431 用輸出供電，其傳遞函數(shù)為：

函數(shù)有一個在原點的極點和一個零點：

R6，R9 大小決定了增益，由于 R9 由零點的位置而決定，所以整個增益的大小由調整R6 來確定。CTR 為光耦 PC817C 的實測電流傳輸比。補償部分只有一個極點和零點，它們和Topswitch 里面的 7kHz 極點共同組成了一個 π 型補償網(wǎng)絡。7KHz 極點用來抵消輸出濾波電

容零點，衰減噪音和開關紋波的干擾。

3.2 總開環(huán)響應

整個環(huán)路的開環(huán)增益為 K1 和 KEa 的乘積，也就是兩部分的增益和相位的代數(shù)和。

最終計算得到交越頻率 1.16kHz，相位裕量 66.5°，滿足環(huán)路穩(wěn)定要求 。

4 總結

本文介紹了一些環(huán)路補償?shù)母拍詈突驹O計方法，分析了TL431在輸出供電時的小信號特性，再分析了一個具體的Topswitch反激應用的控制環(huán)路，同樣可以把這些方法來運用到其他拓撲的分析中，在次級用運算放大器做反饋控制時，如果光耦接在運放輸出和電源輸出

之間，TL431的分析方法同樣是適用的。