關于PCB設計，是個工程師都有一萬句話可以說，無論是經驗還是吐槽，或者曾經發生過的PCB設計糗事。當然，我們也會看到各類經驗分享的文檔，不知大家怎么看PCB設計的規則和經驗？

今天，小編要為大家分享的也是超級有料哦，由ADI工業與儀器儀表部門高級系統應用工程師 Rob Reeder 總結的【使用高速轉換器時，四個重要的PCB布局布線規則】。四個經典的問題，助你在PCB設計之路上少走點彎路

AGND和DGND接地層應當分離嗎？

簡單回答是：視情況而定；詳細回答則是：通常不分離。

因為在大多數情況下，分離接地層只會增加返回電流的電感，它所帶來的壞處大于好處。從公式V = L(di/dt)可以看出，隨著電感增加，電壓噪聲會提高。而隨著開關電流增大（因為轉換器采樣速率提高），電壓噪聲同樣會提高。因此，接地層應當連在一起。

一個例子是，在一些應用中，為了符合傳統設計要求，必須將臟亂的總線電源或數字電路放在某些區域，同時還受尺寸限制的影響，使得電路板無法實現良好的布局分割，在這種情況下，分離接地層是實現良好性能的關鍵。然而，為使整體設計有效，必須在電路板的某個地方通過一個電橋或連接點將這些接地層連在一起。因此，應將連接點均勻地分布在分離的接地層上。最終，PCB上往往會有一個連接點成為返回電流通過而不會導致性能降低的最佳位置。此連接點通常位于轉換器附近或下方。

設計電源層時，應使用這些層可以使用的所有銅線。如果可能，請勿讓這些層共用走線，因為額外的走線和過孔會將電源層分割成較小的碎塊，從而迅速損害電源層。由此產生的稀疏電源層可以將電流路徑擠壓到最需要這些路徑的地方，即轉換器的電源引腳。擠壓過孔與走線之間的電流會提高電阻，導致轉換器的電源引腳發生輕微的壓降。

最后，電源層的放置至關重要，切勿將高噪聲的數字電源層疊放在模擬電源層上，否則二者雖然位于不同的層，但仍有可能耦合。為將系統性能下降的風險降至最低，設計中應盡可能將這些類型的層隔開而不是疊加在一起。

PCB的輸電系統(PDS)設計可以忽略嗎？

PDS的設計目標是將響應電源電流需求而產生的電壓紋波降至最低。所有電路都需要電流，有些電路需求量較大，有些電路則需要以較快的速率提供電流。采用充分去耦的低阻抗電源層或接地層以及良好的PCB層疊，可以將因電路的電流需求而產生的電壓紋波降至最低。例如，如果設計的開關電流為1A，PDS的阻抗為10mΩ，則最大電壓紋波為10mV。

首先，應當設計一個支持較大層電容的PCB層疊結構。例如，六層堆疊可能包含頂部信號層、第一接地層、第一電源層、第二電源層、第二接地層和底部信號層。規定第一接地層和第一電源層在層疊結構中彼此靠近，這兩層間距為2到3密爾，形成一個固有層電容。此電容的最大優點是它是免費的，只需在PCB制造筆記中注明。如果必須分割電源層，同一層上有多個VDD電源軌，則應使用盡可能大的電源層。不要留下空洞，同時也應注意敏感電路。這將使該VDD層的電容最大。如果設計允許存在額外的層（本例中是從六層變為八層），則應將兩個額外的接地層放在第一和第二電源層之間。在核心間距同樣為2到3密爾的情況下，此時層疊結構的固有電容將加倍。

對于理想的PCB層疊，電源層起始入口點和DUT周圍均應使用去耦電容，這將確保PDS阻抗在整個頻率范圍內均較低。使用若干0.001μF至100μF的電容有助于覆蓋該范圍。沒有必要各處都配置電容；電容正對著DUT對接會破壞所有的制造規則。如果需要這種嚴厲的措施，則說明電路存在其它問題。

如何實現裸露焊盤的最佳電氣和散熱連接？

在PCB設計中，一些高速轉換器的布局布線不可避免地會出現一個電路層與另一個交疊的情況。某些情況下，敏感的模擬層(電源、接地或信號)可能就在高噪聲數字層的正上方。因為這些層面位于不同的層，所以無關緊要？我們來看一個簡單的測試。

選擇相鄰層中的一層，并在該層面注入信號。然后，將交叉耦合層連接到一個頻譜 分析儀。可以看到，耦合到相鄰層的信號非常多。即使間距40密爾，某種意義上相鄰 層仍會形成一個電容，因此在某些頻率下，信號仍會從一個層耦合到另一個層。

假設某層上的高噪聲數字部分具有高速開關的1V信號，層間隔離為60dB時，非受驅層將看到從受驅層耦合而來的1mV信號。對于2Vp-p滿量程擺幅的12位模數轉換器 (ADC)而言，這意味著2LSB(最低有效位)的耦合。對于特定的系統，這可能不成問題， 但應注意，當分辨率從12位提高到14位時，靈敏度會提高四倍，因而誤差將增大到8LSB。

忽略交叉面/交叉層耦合可能不會導致系統設計失敗，或者削弱設計，但必須保持警惕，因為兩個層面之間的耦合可能比想象的要多。

在目標頻譜內發現噪聲雜散耦合時，應注意這一點。有時候，布局布線會導致非預期 信號或層交叉耦合至不同層。調試敏感系統時請記住這一點：問題可能出在下面一層。