如何使用集靈活性和高集成度于一身的全能ADC—— μModule數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)ADAQ798x系列呢？ADI工程師為此撰寫了6篇博客，目的是幫助系統(tǒng)您充分利用ADAQ798x系列的靈活前端，并說(shuō)明它可以如何配置以適應(yīng)不同應(yīng)用。

之前我們分享了該系列博客前兩篇，主要介紹了兩個(gè)問(wèn)題

• 如何與小于ADC輸入范圍的單極性輸入源接口？

• 為何要配置ADC驅(qū)動(dòng)器？

點(diǎn)擊可查看→全能ADC，你應(yīng)該這樣用（連載 上）即可查看。

今天，我們來(lái)看看該系列博客的第三篇和第四篇——同相求和配置以及支持衰減的同相求和配置。

同相求和配置

雙極性信號(hào)在低電壓(0 V)上下擺動(dòng)。由于 ADAQ798x 集成 ADC 只能轉(zhuǎn)換0 V 到 V_REF的信號(hào)，所以針對(duì)該 ADC，需要將雙極性信號(hào)加以直流偏置和適當(dāng)調(diào)整。為了完成這一任務(wù)，以下配置給標(biāo)準(zhǔn)同相配置增加了兩個(gè)電阻（R₁和R₂）。

此配置將輸入信號(hào)與一個(gè)單獨(dú)的直流電壓求和，以將ADC驅(qū)動(dòng)器輸出偏置到ADC中間電平輸入(V_REF/2)，從而實(shí)現(xiàn)雙極性到單極性的轉(zhuǎn)換?；鶞?zhǔn)電壓(V_REF)用作直流電壓常常是可行的，這樣就無(wú)需其他電路（反正ADAQ798x總是伴隨一個(gè)基準(zhǔn)電壓源?。Ｋ€能防止V_REF偏差給系統(tǒng)增加失調(diào)誤差，因?yàn)锳DC驅(qū)動(dòng)器的直流偏置總是V_REF的一半。鑒于這些原因，我們將專門討論這種將V_REF用作直流“變換”電壓的配置。

此配置的傳遞函數(shù)如下：

與普通同相配置類似，R_f和R_g之比決定從IN+到AMP_OUT的增益，但此比值現(xiàn)在也依賴于v_IN的輸入幅度。注意v_IN為雙極性，但同相節(jié)點(diǎn)上的電壓為單極性。這意味著，對(duì)應(yīng)于v_IN的最小值，IN+上的電壓必須為0 V：

由此關(guān)系可得出R₁和R₂之比：

R_f和R_g可利用該配置的傳遞函數(shù)以及v_IN為0 V時(shí)ADC驅(qū)動(dòng)器輸出(v_{AMP_OUT})等于V_REF/2的條件來(lái)確定。求解R_f和R_g的方程可得：

現(xiàn)在有了R₁和R₂之比及R_f和R_g之比，但我們還需要挑選特定的值。我們已在該系列博客《增加單極性輸入的增益》中討論了R_f和R_g值的選擇。R₁和R₂的選擇應(yīng)基于應(yīng)用的噪聲、精度和輸入阻抗要求確定。小電阻會(huì)改善噪聲，可降低其與ADC驅(qū)動(dòng)器輸入偏置電流相互作用所引起的失調(diào)誤差，但若要提高輸入阻抗并降低基準(zhǔn)源的輸出電流，則需要大電阻。此電路的輸入阻抗為：

注意，對(duì)于v_IN幅度為±V_REF的特殊情況，R_f和R_g之比為0。這種情況下，ADC驅(qū)動(dòng)器增益為1，意味著省去R_g，R_f可以為0 Ω。

ADAQ7980需要對(duì)±1 V輸入信號(hào)執(zhí)行雙極性到單極性轉(zhuǎn)換，V_REF= 5 V，使用R_f= 2 kΩ。利用上述公式，R₂須為R₁的5倍，R_f須為R_g的2倍。R_f為2 kΩ，所以R_g須為1 kΩ。R₁和R₂的具體值可根據(jù)應(yīng)用要求選擇。對(duì)于本例，我們希望選擇R₁和R₂的組合來(lái)抵消輸入偏置電流對(duì)失調(diào)誤差的影響。技術(shù)文章《運(yùn)算放大器輸入偏置電流》中已經(jīng)闡明，為實(shí)現(xiàn)此目的，R₁||R₂應(yīng)等于R_f||R_g，故R₁= 800 Ω，R₂= 4 kΩ。

我們?cè)倏紤]一個(gè)例子：v_IN= ±10 V，V_REF= 5 V。這種情況下，我們會(huì)遇到R_f和R_g之比為負(fù)數(shù)的問(wèn)題，所以利用這種配置實(shí)際上不能實(shí)現(xiàn)該輸入范圍。事實(shí)上，適合此配置的最大v_IN為±V_REF，此時(shí)ADC驅(qū)動(dòng)器增益等于1。幸運(yùn)的是，我們會(huì)在本系列接下來(lái)的文章中討論其他兩種允許我們超出此輸入范圍的配置。

若將R₂接地而不是接V_REF，則以上配置也可用于單極性信號(hào)。這一修改對(duì)需要衰減以用于ADC的單極性輸入信號(hào)（幅度大于V_REF）有用。這種情況下，ADC驅(qū)動(dòng)器極有可能是單位增益，故不需要R_f和R_g。

如上所述，如果應(yīng)用要求高輸入阻抗，則R₁和R₂必須很大，這可能會(huì)提高系統(tǒng)的本底噪聲。我們可以通過(guò)增加分流電容和/或通過(guò)過(guò)采樣和抽取來(lái)補(bǔ)償噪聲增加。兩種方案均通過(guò)損失輸入信號(hào)帶寬來(lái)降低本底噪聲。但是，對(duì)于低帶寬或直流應(yīng)用，輸入帶寬不那么重要。因此，這些配置更適合低帶寬、高輸入阻抗應(yīng)用。我們將在下一篇文章中更詳細(xì)討論這個(gè)話題。

然而，有一個(gè)問(wèn)題未涉及，那就是ADC驅(qū)動(dòng)器流過(guò)電阻的輸入偏置電流所引起的失調(diào)誤差。電阻越大，引起的直流誤差越大。通過(guò)調(diào)整R₁和R₂之比以補(bǔ)償不需要的壓降，或通過(guò)選擇R_f和R_g的值來(lái)抵消R₁和R₂引起的失調(diào)，可以降低此誤差，不過(guò)輸入范圍會(huì)有損失。但應(yīng)注意，R_f必須足夠小以確保放大器穩(wěn)定，故第二種方案并不總是可行。

支持衰減的同相求和配置

針對(duì)大于±V_REF的信號(hào)，可采用以下配置來(lái)執(zhí)行帶衰減的雙極性到單極性轉(zhuǎn)換。

此配置與上文的【同相求和配置】討論的配置相似，區(qū)別在于不再需要R_f和R_g，但增加了R₃以提供額外的信號(hào)衰減。此配置的傳遞函數(shù)如下：

這次求得R₁、R₂和R₃之比的數(shù)學(xué)計(jì)算較為復(fù)雜，但我們可以使用同之前配置相似的方法。求出電阻之比后，便可根據(jù)應(yīng)用需求選擇具體的值。為了簡(jiǎn)潔起見(jiàn)，這里不敘述推導(dǎo)的每一步，但我們會(huì)看到，對(duì)于v_IN的最小值和最大值，傳遞函數(shù)的簡(jiǎn)化使我們能得出電阻比。

R₁和R₂之比是利用該配置的傳遞函數(shù)并代入v_IN最小值（使得v_{AMP_OUT}等于0 V）而得出：

R₃不出現(xiàn)在公式中，求解R₁和R₂得到：

R₁和R₃之比是代入v_IN最大值（使得v_{AMP_OUT}等于V_REF）而得出：

這一次，R₂不出現(xiàn)，求解R₁和R₃得到：

此時(shí)，我們可以選擇其中任一電阻的值（考慮V_REF和v_IN范圍），然后計(jì)算另兩個(gè)電阻的值。像以前一樣，主要權(quán)衡因素是輸入阻抗與系統(tǒng)噪聲和失調(diào)誤差。此電路的輸入阻抗(Z_IN)為：

再次考慮該上文【同相求和配置】部分的例子，其中v_IN= ±10 V，V_REF= 5 V，用1 MΩ的輸入阻抗設(shè)計(jì)該配置。對(duì)于v_IN和V_REF的這種組合，R₁須為R₂的2倍，且等于R₃。將R₂和R₃與R₁的比值用于輸入阻抗公式，得到R₁= 750 kΩ。因此，R₂和R₃分別為375 kΩ和750 kΩ。

正如上文【同相求和配置】所述，需要權(quán)衡輸入阻抗與系統(tǒng)噪聲性能。實(shí)現(xiàn)高輸入阻抗需要大電阻，而后者會(huì)產(chǎn)生更多熱噪聲，并與ADC驅(qū)動(dòng)器的輸入電流噪聲相互作用，產(chǎn)生更多輸入電壓噪聲。二者均會(huì)提高ADC輸入端的有效均方根電壓噪聲，導(dǎo)致性能大幅降低。在上例中，系統(tǒng)總噪聲約為334 μV rms（使用5 V基準(zhǔn)源時(shí)，動(dòng)態(tài)范圍降低整整15.5 dB，從92 dB降至74.5 dB）！

但還有希望！如果限制輸入帶寬，這種配置實(shí)際上可以實(shí)現(xiàn)接近最優(yōu)的性能。例如，若將上例中的輸入帶寬限制為20 kHz，則全系統(tǒng)噪聲幾乎降低10倍，達(dá)到48 μV rms（對(duì)于V_REF= 5 V，動(dòng)態(tài)范圍為91.4 dB）！我們可以通過(guò)增加分流電容C_S來(lái)限制輸入帶寬(BW_in)，如下圖所示。注意，對(duì)于這些噪聲計(jì)算，我們可以將R₁、R₂和R₃看作單個(gè)電阻R_S，其中R_S為R₁、R₂和R₃的并聯(lián)組合。

技術(shù)指南《單極點(diǎn)系統(tǒng)的運(yùn)算放大器總輸出噪聲計(jì)算》說(shuō)明了如何計(jì)算R_S產(chǎn)生的噪聲（包括熱噪聲及其與ADC驅(qū)動(dòng)器輸入電流的相互作用）。ADAQ798x 的主要區(qū)別在于噪聲帶寬是由集成RC濾波器設(shè)置，而不是指南中的放大器帶寬。R_S給ADC輸入端增加的有效值噪聲為：

（e_n為R_S的約翰遜噪聲，G為ADC驅(qū)動(dòng)器增益。）

C_S通過(guò)降低ADC驅(qū)動(dòng)器的輸入帶寬來(lái)減小到達(dá)ADC的噪聲。如果R_S和C_S的截止頻率遠(yuǎn)小于集成RC濾波器的截止頻率(4.42 MHz)，則R_S的噪聲貢獻(xiàn)可以利用R_S和C_S計(jì)算，代替上式中的R和C。

系統(tǒng)總噪聲為ADAQ798x中各噪聲源的和方根，包括R_S的噪聲、ADC驅(qū)動(dòng)器的輸入電壓噪聲和ADC的有效值噪聲。下圖顯示了多個(gè)R_S值對(duì)應(yīng)的系統(tǒng)噪聲與輸入帶寬的關(guān)系。

注意隨著輸入帶寬降低，全系統(tǒng)噪聲趨向于ADAQ798x的總有效值噪聲(44.4 μV rms)。這意味著降低帶寬所獲得的減噪收益會(huì)在某一頻率遞減，該頻率取決于R_S有效值。

本部分討論了一種允許 ADAQ798x 接受大于±V_REF的雙極性輸入的ADC驅(qū)動(dòng)器配置，并說(shuō)明了如何基于電阻值（以及可選的分流電容C_S）計(jì)算輸入阻抗和系統(tǒng)噪聲。

雖然已證明增加C_S可降低噪聲，但它也會(huì)限制可用輸入帶寬。因此，將此配置用于寬帶寬應(yīng)用時(shí)，要實(shí)現(xiàn)高輸入阻抗常常是不切實(shí)際的。此配置僅推薦用于需要高輸入阻抗的低帶寬應(yīng)用。