提出了一種應用于線性穩壓器（LDO）的可編程電流限電路，可實現調整管電流的精準采樣。根據輸入—輸出壓差和負載電流的不同工作情況，通過調節片外的限流電阻來改變電流限值的大小。基于TSMC 0.25 μm BCD工藝進行設計，采用H-spice進行仿真驗證。仿真結果表明，LDO在2 V~5.5 V的輸入電壓、1.2 V~5 V的輸出電壓范圍內，實現了最大3 A帶載能力的輸出，該可編程電流限電路可將電流限值在0.2 A~4.5 A內編程。

0引言

隨著便攜式電子產品的流行，低壓差線性穩壓器(LDO)和開關型電壓調整器得到越來越廣泛的應用。開關型電壓調整器的效率很高，通常可達到90%以上。但是，由于開關型調整器需要用到電感，導致它難以集成、成本增加，還引入了電磁干擾(EMI)，而且開關型調整器的輸出紋波和噪聲比較大，不適用于對輸出電壓要求比較嚴格的場合。與開關型電壓調整器相比，LDO的優點在于輸出電壓的紋波和噪聲小，而且占用的芯片面積也比開關型電壓調整器小。LDO的保護電路也是在設計中需要考慮的問題。本文設計了可編程電流限保護電路，可編程電流限可以將過流時LDO的負載電流限制在一定范圍內，避免過長時間的大電流對電路中的功率管造成損壞。傳統結構的限流保護電路會存在一些弊端，當LDO工作在輸入輸出壓差較大的情況下，若電流限值較大，將直接導致功率管因長期工作在大負載條件下而燒毀芯片。在實際應用中，用來保護LDO不被過高電流損壞的高性能過流保護電路同樣是穩壓器性能的主要指標之一。

本文針對寬范圍輸入－輸出的大功率LDO線性穩壓器限流閾值無法可調的缺點，在傳統限流保護電路的基礎上進一步改進，提出了一種可編程電流限電路，該電路采用TSMC 0.25 μm BCD工藝實現了可編程電流限值的調節，具有結構簡單、實用方便、電流可精準采樣的特點。

1傳統限流保護電路分析

LDO線性穩壓器的傳統限流保護電路結構如圖1所示[5]。圖中，功率管P1、誤差放大器EA和反饋電阻網絡構成LDO線性穩壓器的反饋環路，EA的反向端為帶隙基準輸出的參考電壓VREF，同向端為經過反饋網絡電阻的反饋電壓VFB，輸出電壓根據電阻R1和R2進行調節[6]。

其中，AEA為誤差放大器的閉環增益，API為功率管P1的閉環增益，β為

限流保護的工作原理為：采樣管P2管按照比例鏡像功率管P1的電流，如式(2)。

鏡像電流IP2經過電阻R3轉化為電壓比較器A1的反向端V1，與固定電壓V2進行比較來控制開關管P3的導通或者關斷，從而控制功率管P1的柵端電壓。當流過功率管的電流IP1較小時，V1V2，導通開關管P3，鉗位功率管P1的柵極電壓，從而限制輸出電流。傳統的限流保護電路存在較多缺點，該傳統結構需要將電流轉化為電壓再比較，目前國內工藝廠商的電阻精度較低且會占用較大的版圖面積，較低的電阻精度直接影響限流值大小，從而導致電路工作在大功率下燒毀或者限制最大輸出電流而導致LDO無法正常工作，且針對電流采樣并不精準。

2本文提出的可編程電流限保護電路

針對傳統限流保護電路電流采樣不精準和電流限閾值無法調節等缺點，本文在傳統限流保護電路結構的基礎上設計了可編程電流限保護電路。本設計的LDO最大帶載能力為3 A，該電流限電路可實現對功率管的精準采樣，并通過改變片外電阻的大小(8 kΩ~70 kΩ)來調整電流限值(0.2 A~4.5 A)，具體電路如圖2所示。

采樣管P0管根據MOS管尺寸比例關系鏡像功率管P1管的輸出電流，得到式(3)：

P4~P6管和M1~M4管為串聯結構電流鏡，串聯PMOS管的作用是為了減小版圖制作過程中的復雜度和削弱管子的溝道長度調制效應，通過增加MOS管的L值來減小溝道長度調制系數[7]，從而實現了高PSRR。同時，代替傳統結構的電壓比較器使兩個電流直接進行比較，實現對P2管的漏端即功率管柵端電壓的控制。

當ICS大于IPCL時，M3和M4管工作在線性區，A點電壓小于VTHN，導通P2管，使得功率管的柵極電壓鉗位為VCC，功率管被強制關斷從而輸出電流變小，起到了限流保護的作用[8]；當IPCL大于ICS，P3和P4管工作在線性區，A點電壓大于VCC-｜VTHP｜，P2管處于截止狀態，LDO正常工作。

其中，電阻RPCL為可編程電流限的芯片外接電阻，通過外設大小來改變電流限的值，其范圍為8 kΩ～160 kΩ。VREF為內部基準電壓產生的0.6 V電壓，VOUT為LDO的輸出電壓，VFB為LDO的反饋電壓，P0為LDO的調整管，P1為與P0管寬長比比例為1：54 000的采樣管，此比例即式(3)中的CSR為5 400。

運算放大器AMP1的同相端為采樣管P1的漏極、反相端為LDO的輸出VOUT，根據運放的“虛短虛斷”原理，P1管的漏極電壓鉗位為VOUT電壓，使得P1管的三端電壓與功率管P0的三端電壓完全一致[9]，以便得到精準的鏡像采樣電流，實現調整管電流的1/54 000的采樣。

同樣的原理，通過運算放大器AMP2使得端口PCL的電壓等于反饋電壓VFB的值，在固定電壓下，通過改變外接電阻RPCL的大小實現電流限的可編程設置，如式(4)：

其中，本論文中VREF=0.6 V，CSR為電流采樣比例，本文為56 000。

在LDO工作在較大的輸入-輸出壓差下，若電流限電流較大，則容易因為功耗太大而損壞芯片，此時應該增大電阻RPCL來預防LDO工作在大功耗下燒毀芯片；當LDO工作在較小的輸入-輸出壓差下，應減小RPCL來增大電流限的閾值，從而避免大負載電流情況下的限流保護誤操作[10]。通過對電流限的可編程設計，可滿足電路在不同輸入-輸出配置下的正常工作。

3仿真結果

根據上述理論分析和設計過程描述，設計了一種應用于LDO的可編程電流限電路。以下是基于TSMC 0.25 μm BCD工藝，對本文設計的電路進行組合仿真，通過配置輸入電壓、輸出電壓和片外電阻RPCL驗證本文的理論推斷。

在相同的輸入電壓(5.5 V)、相同的輸出電壓(1.8 V)情況下，通過設置不同的RPCL電阻值，進行負載變化的瞬態仿真，觀察可編程電流限值的變化，仿真曲線如圖3所示。

仿真曲線圖3中，曲線1片外電阻RPCL為10 kΩ，可編程電流限為3.38 A；曲線2片外電阻RPCL為22.5 kΩ，可編程電流限為1.6 A；曲線3片外電阻RPCL為35 kΩ，可編程電流限為1.06 A；曲線4片外電阻RPCL為47.5 kΩ，可編程電流限為758.6 mA；曲線5片外電阻RPCL為60 kΩ，可編程電流限為616.7 mA。實現了在相同輸出下不同片外電阻RPCL對電流限值可編程的設計。

在相同的輸入電壓(5.5 V)、相同的RPCL電阻(10 kΩ)情況下，通過設置不同的輸出電壓，進行負載變化的瞬態仿真，觀察可編程電流限值的變化，仿真曲線如圖4所示。

仿真曲線圖4中，輸入電壓均為5.5 V，片外電阻RPCL為10 kΩ，輸出分別在0.8 V、1.2 V、1.8 V、3.3 V和4.9 V情況下的電流限曲線，可以看出，在不同輸出配置下，電流限值均為3.4 A左右，符合本設計原理，在相同的RPCL下可編程電流限值均相同。

在相同的輸出電壓(1.8 V)、相同的RPCL電阻(10 kΩ)情況下，通過設置不同的輸入電壓，進行負載變化的瞬態仿真，觀察可編程電流限值的變化，仿真曲線如圖5所示。

相同的RPCL電阻值(10 kΩ)情況下，設置不同的輸入電壓，曲線1的輸入電壓為5.0 V、曲線2的輸入電壓為3.3 V、曲線3的輸入電壓為2.2 V。可以看出，在不同輸入電壓、RPCL保持固定值的情況下，可編程電流限值均在3.4 A左右，符合設計原理。

在輸入電壓5.0 V，輸出電壓配置為1.8 V情況下，通過調節可編程電流限電阻RPCL的大小進行仿真試驗，得到可編程電流限和電阻RPCL的對應關系，如圖6所示。

將擬合曲線中的RPCL帶入式(5)中，得到的理論結果與圖6中的仿真結果誤差范圍在10%以內，可以較好地實現電流限的可編程。

在輸入電壓2.5 V、輸出電壓配置為1.8 V情況下，輸出電壓隨負載的變化曲線如圖7所示。

仿真曲線圖如圖7所示，對本文所設計的LDO在TT工藝角下總體仿真，仿真結果顯示負載電流在0~3 A范圍內變化，LDO均可正常輸出，且VOUT的變化僅為70 μV左右。

4結論

本文基于TSMC的0.25 μm BCD工藝，設計了一種應用于LDO的可編程電流限電路，有效地避免了傳統電流限保護電路限流值不可調的缺點。本文的電流限值可以通過配置外部電阻RPCL的大小來調整。在2 V~5.5 V的輸入電壓、1.2 V~5 V的輸出電壓范圍內，實現了最大帶載能力3 A，可編程電流限值可在0.2 A~4.5 A范圍內調節。仿真結果顯示，本文設計的電流限電路實現了電流限閾值的可編程，符合設計要求。