摘要：設(shè)計了一種給單片毫米波集成電路(MMIC)中射頻低噪聲放大器(LNA)供電的電源模塊。該電源模塊集成在MMIC中并利用低壓差線性穩(wěn)壓器(LDO)提供穩(wěn)定的低噪聲電源電壓。由于傳統(tǒng)LDO結(jié)構(gòu)噪聲較大，因此設(shè)計了一種電壓預(yù)調(diào)節(jié)和RC低通濾波相結(jié)合的新型LDO結(jié)構(gòu)來降低電路噪聲，并針對RC低通濾波電路啟動慢的缺點(diǎn)提出了一種快速啟動的電路結(jié)構(gòu)。利用SMIC 0.18 μm CMOS工藝對電路進(jìn)行設(shè)計和仿真測試，測試結(jié)果表明，輸入電源電壓5 V，輸出電壓在1～4.2 V范圍內(nèi)可調(diào)，電壓輸出線性調(diào)整率(LNR)為8.2 mV/V，負(fù)載調(diào)整率(LDR)為83.3 μV/mA，輸出噪聲電壓在1 kHz～100 kHz內(nèi)的噪聲積分為34.94 μVrms，滿足LNA的供電要求。

0 引言

隨著毫米波雷達(dá)技術(shù)在汽車自動駕駛方面的應(yīng)用，汽車毫米波雷達(dá)漸漸向高集成、高精度、高可靠性方向發(fā)展。從目前的研究情況和產(chǎn)品報道來看，僅有少數(shù)幾家公司能夠提供MMIC車載雷達(dá)的解決方案，技術(shù)研發(fā)尚不能完全滿足市場應(yīng)用的需求。MMIC能夠集成射頻前端收發(fā)電路和中低頻信號處理電路。其中射頻LNA應(yīng)用于毫米波信號接收端，它不僅要對接收到的微弱射頻信號進(jìn)行放大，而且在放大的過程中要盡可能少地引入噪聲，以供后續(xù)電路對信號進(jìn)行處理[1]。

射頻LNA由于對電源的噪聲比較敏感，無法與其他模塊共用一個電源管理單元(Power Management Unit, PMU)，所以需要獨(dú)立的電源模塊。目前LDO低噪聲優(yōu)化設(shè)計主要分為兩個方面0。第一方面如圖1所示，通過改變傳統(tǒng)LDO電路結(jié)構(gòu)并添加RC濾波網(wǎng)絡(luò)來降低電路噪聲，這種結(jié)構(gòu)能有效地濾除前級電路的高頻噪聲，但其缺點(diǎn)是需要外接片外電容，增加了一個芯片引腳。第二種方法不改變傳統(tǒng)LDO的電路結(jié)構(gòu)，由于噪聲的主要來源是帶隙基準(zhǔn)源(BG)和誤差放大器(EA)，所以第二種方法通過設(shè)計低噪聲的BG和EA來實(shí)現(xiàn)低噪聲電壓輸出。這種方法無需片外電容，也不會增加芯片面積，但相對于第一種方法來說其降低高頻噪聲的效果較差。本文采用了新型的電路結(jié)構(gòu)，同時也通過優(yōu)化電路設(shè)計，盡量降低BG和EA的輸出噪聲。

1 LDO整體電路

圖1所示為本文設(shè)計的LDO電路結(jié)構(gòu)圖，可以簡單分為前級預(yù)調(diào)節(jié)電路、濾波電路、后級調(diào)節(jié)電路3個部分[3]。

其中M2為預(yù)調(diào)整管，通過RDAC模塊中的R1、R2將電壓VI輸出為反饋電壓VFB，并與帶隙基準(zhǔn)電壓VBG經(jīng)誤差放大器EA相比較，通過控制M2的柵電壓來達(dá)到控制電壓VI的目的，由于噪聲主要來源于BG、EA和R1、R2，所以電壓VI通過低通濾波模塊，濾除高頻噪聲，再通過放大器AMP和調(diào)整管M1產(chǎn)生低噪聲輸出VOUT[4]。其中RS<7:0>8位數(shù)字控制信號通過改變R1、R2的比例來控制輸出電壓VOUT。C1、R1組成相位補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)，通過調(diào)節(jié)電路主極點(diǎn)的位置，使反饋環(huán)路具有足夠的相位裕度[5]。

通過式(5)可以看出通過電壓預(yù)調(diào)節(jié)和RC低通濾波之后，整體輸出噪聲功率明顯降低[8]。

2 各模塊具體電路設(shè)計2.1 帶隙基準(zhǔn)源電路

如圖2所示，BG主要由3部分構(gòu)成，分別是啟動電路、偏置電流產(chǎn)生電路、VBG產(chǎn)生電路[9]。

其中EN為控制信號，當(dāng)EN為1時，ENN為0，M1～M5導(dǎo)通，M5會向偏置電路注入電流，使其脫離簡并點(diǎn)正常工作，而當(dāng)EN為0時，電路停止工作。偏置電流產(chǎn)生電路通過電流鏡和電阻的組合產(chǎn)生基準(zhǔn)電流，這些基準(zhǔn)電流為放大器提供基準(zhǔn)電流輸入。

BG的工作方式是通過正負(fù)溫度系數(shù)的相互抵消，來實(shí)現(xiàn)電壓基本不隨溫度變化的目的，VBG可表示為式(6)。

通過式(6)、式(7)可以得出，通過增大mn的乘積能夠有效地減小噪聲。

2.2 放大器電路

在BG、前級預(yù)調(diào)節(jié)環(huán)路和快速啟動RC濾波電路中的放大器均采用折疊式共源共柵結(jié)構(gòu)。它的好處是在保證足夠的環(huán)路增益的情況下，電路具有較快的響應(yīng)速度，電路引入的噪聲適中，在可控范圍內(nèi)，具體電路如圖3所示。

后級調(diào)整電路中的AMP采用經(jīng)典二級運(yùn)放結(jié)構(gòu)。它的優(yōu)點(diǎn)是高增益、低噪聲并且具有比較大的輸出電壓擺幅[10]。

折疊式共源共柵結(jié)構(gòu)的主要噪聲來源為M7～M8、M9～M10、M15～M16。總的輸入噪聲分為熱噪聲和閃爍噪聲兩部分，其中輸入熱噪聲為：

其中k為玻爾茲曼常數(shù)，T為絕度溫度，gm為MOS管的跨導(dǎo)。輸入閃爍噪聲如式(9)所示。

2.3 快速啟動低通濾波電路

對于普通的RC濾波電路，其截止頻率如式(11)所示：

由式(10)可以看出濾除噪聲的效果越好，RC低通濾波電路的啟動時間就越長。針對這一缺點(diǎn)，提出了一種快速啟動的RC低通濾波電路。如圖4所示。

M1為開關(guān)管，M2～M6工作在深三極管區(qū)，可以看作是一系列的電阻串聯(lián)。電路啟動瞬間，VCTRL為低電平，M1導(dǎo)通，給電容C0充電，當(dāng)VI=VO時，VCTRL轉(zhuǎn)換為高電壓，M1關(guān)斷，此時，RC濾波電路開始工作。其中兩個反相器級聯(lián)對誤差放大器(EA)輸出電壓進(jìn)行數(shù)字化處理，使VCTRL更有效地控制開關(guān)M1。

本設(shè)計中電容C的取值在納法量級，很難集成到芯片內(nèi)部[11]，所以采用芯片外部連接電容的方式，同時也會相應(yīng)的增加一個芯片引腳。

3 版圖和整體電路仿真3.1 版圖

圖5所示為LDO的版圖，整體芯片面積大約0.03 mm2。傳統(tǒng)的LDO僅需要兩個運(yùn)放，本設(shè)計多使用了兩個運(yùn)放來滿足低噪聲和快速啟動的實(shí)際需要，雖然相對來說增大了芯片的面積，但其性能上的優(yōu)勢足以彌補(bǔ)面積上的損耗。

3.2 整體電路仿真

采用Cadence Spectre工具對整體電路仿真測試，圖6所示為LDO整體電路測試結(jié)果。其中VDD=5 V，VOUT輸出標(biāo)準(zhǔn)電源電壓3.3 V。由圖可以看出電路啟動時間小于1 ms，整體電路有較好的穩(wěn)定性。

圖7所示對電路的LNR進(jìn)行仿真，VDD在4～6 V范圍內(nèi)變化，VOUT僅改變了16.4 mV。

通過計算可知其LNR為：

圖8所示為電路LDR測試結(jié)果。其中負(fù)載電流在1～30 mA范圍內(nèi)變化，輸出電壓僅變化了0.25 mV。通過式(15)可以計算得出LDR為：

圖9所示為輸出噪聲的仿真結(jié)果，圖中所示的輸出噪聲密度(單位V/sqrt(Hz))曲線是對輸出噪聲功率(單位V2/Hz)進(jìn)行開平方運(yùn)算。

經(jīng)計算，在1 kHz～100 kHz(陰影部分面積)范圍內(nèi)的噪聲積分為34.94 μVrms。

4 結(jié)論

本文設(shè)計了一種給MMIC中LNA供電的電源模塊，其性能參數(shù)對比如表1所示。從具體數(shù)據(jù)對比中可以看出本文設(shè)計的電源模塊集成了電壓基準(zhǔn)源，并且具有較寬的輸出電壓范圍和較小的輸出噪聲，各性能參數(shù)均滿足設(shè)計應(yīng)用的要求。