為了支持不斷增長的無線數據需求，現代基站無線電設計支持多個 E-UTRA 頻段以及載波聚合技術。這些多頻段無線電采用新一代 GSPS RF ADC和DAC，可實現頻率捷變、直接RF信號合成和采樣技術。

為了應對 RF 無線頻譜的稀疏特性，利用先進 DSP 來高效實現數據比特與RF的來回轉換。

10年、10倍頻段、100倍數據速率

智能電話革命開始于10年前，其標志事件是蘋果公司于2007年發布初代 iPhone。10年后，歷經兩代無線標準，很多事情都發生了變化。也許不像作為消費電子的智能電話（稱為用戶設備 (UE)）那樣吸引眼球并常常占據新聞頭條，但無線電接入網絡 (RAN)的基礎設施基站 (eNodeB) 也歷經嬗變，才成就了我們如今互連世界的數據洪流。蜂窩頻段增加了10倍，而數據轉換器采樣速率增加了100倍。這使我們處于什么樣的狀況？

多頻段無線電和頻譜的有效利用

從2G GSM到4G LTE，蜂窩頻段的數量從4個增加到40個以上，暴增了10倍。隨著LTE網絡的出現，基站供應商發現無線電變化形式倍增。LTE-A提高了多頻段無線電的要求，在混頻中增加了載波聚合，同一頻段或更可能是多頻段的非連續頻譜可以在基帶調制解調器中聚合為單一數據流。但是，RF頻譜很稀疏。

圖1顯示了幾個載波聚合頻段組合，突出說明了頻譜稀疏問題。綠色是帶間間隔，紅色是目標頻段。信息理論要求系統不應浪費功率去轉換不需要的頻譜。多頻段無線電需要有效的手段來轉換模擬和數字域之間的稀疏頻譜。

圖1. 非連續頻譜的載波聚合突出說明了頻譜稀疏問題。紅色表示許可頻段。綠色表示是帶間間隔

基站發射機演變為直接RF

為幫助應對4G LTE網絡數據消費的增加，廣域基站的無線電架構已經發生了變化。帶混頻器和單通道數據轉換器的超外差窄帶IF采樣無線電已被復中頻(CIF)和零中頻(ZIF)等帶寬加倍的I/Q架構所取代。ZIF和CIF收發器需要模擬I/Q調制器/解調器，其采用雙通道和四通道數據轉換器。然而，此類帶寬更寬的CIF/ZIF收發器也會遭受LO泄漏和正交誤差鏡像的影響，必須予以校正。

圖2.無線射頻架構不斷演變以適應日益增長的帶寬需求，進而通過SDR 技術變得更具頻率捷變性。

幸運的是，過去10年中，數據轉換器采樣速率也增加了30倍到 100倍，從2007年的100 MSPS提高到2017年的10 GSPS以上。采樣速率的提高帶來了超寬帶寬的GSPS RF轉換器，使得頻率捷變軟件定義無線電最終成為現實。

6 GHz以下BTS架構的終極形態或許一直就是直接RF采樣和合成。直接RF架構不再需要模擬頻率轉換器件，例如混頻器、I/Q 調制器和I/Q解調器，這些器件本身就是許多干擾雜散信號的來源。相反，數據轉換器直接與RF頻率接口，任何混頻均可通過集 成數字上/下變頻器(DUC/DDC)以數字方式完成。

多頻段的高效率得益于復雜DSP處理，其包含在ADI的RF轉換器中，可以僅對需要的頻段進行數字通道化，同時支持使用全部RF帶寬。利用集內插/抽取上/下采樣器、半帶濾波器和數控振蕩器 (NCO)于一體的并行DUC或DDC，可以在模擬和數字域相互轉換之前對目標頻段進行數字化重構和恢復。

并行數字上/下變頻器架構允許用戶對多個所需頻段（圖1中以紅色顯示）進行通道化，而不會浪費寶貴的周期時間去轉換未使用的中間頻段（圖1中以綠色顯示）。高效率多頻段通道化具有降低數據轉換器采樣速率要求的效果，并能減少通過JESD204B 數據總線傳輸所需的串行通道數量。降低系統采樣速率可降低基帶處理器的成本、功耗和散熱管理要求，從而節省整個基站系統的成本支出(CAPEX)和運營支出(OPEX)。在高度優化的CMOS ASIC工藝中實現通道化DSP的功效比遠高于通用FPGA結構中的實現方案，哪怕FPGA的尺寸較小也是如此。

帶DPD接收機的直接RF發射機：示例

在新一代多頻段BTS無線電中，RF DAC已成功取代了IF DAC。圖3 顯示了一個帶有16位12 GSPS RF DAC AD9172的直接RF發射機示例，其利用三個并行DUC支持三頻段通道化，允許在1200 MHz帶寬上靈活地放置子載波。在RF DAC之后，ADL5335 Tx VGA提供12 dB的增益和31.5 dB的衰減范圍，最高支持4 GHz。根據eNodeB的輸出功率要求，此DRF發射機的輸出可以驅動所選功率放大器。

圖3. 直接RF發射機。諸如AD9172之類的RF DAC包括復雜的DSP模塊，其利用并行數字上變頻通道化器來實現高效多頻帶傳輸。

考慮圖4所示的頻段3和頻段7情形。有兩種不同方法可用來將數據流直接轉換為RF。

第一種方法（寬帶方法）是不經通道化而合成頻段，要求1228.8 MHz的數據速率。允許DPD使用其中80%的帶寬為 983.04M，足以傳輸兩個頻帶及其740 MHz的頻帶間隔。這種方法對 DPD系統有好處，不僅可以對每個單獨載波的帶內IMD進行預失真，還能對所需頻帶之間的其他無用非線性發射進行預失真。

圖4. 雙頻段情形：頻段3（1805 MHz至1880 MHz）和頻段7（2620 MHz至 2690 MHz）。

第二種方法是通道化合成。由于每個頻段分別只有60 MHz和70 MHz，并且運營商只有該帶寬的一個子集的許可證，所以沒有必要傳輸一切并因此招致高數據速率。相反，我們僅利用更合適、更低的153.6 MHz數據速率，80%的DPD帶寬為122.88M。如果運營商擁有每個頻段中的20 MHz的許可證，則對于每個頻段的帶內 IMD，仍有足夠的DPD帶寬進行5階校正。采用上述寬帶方法，這種模式可以在DAC中節省高達250 mW的功耗，并在基帶處理器中節省更多的功耗/熱量，另外還能減少串行通道數量，實現更小、更低成本的FPGA/ASIC。

圖5. 利用AD9172 RF DAC，通過直接RF發射機實現頻段3和頻段7 LTE傳輸

DPD的觀測接收機也已演變為DRF（直接射頻）架構。AD9208 14 位3 GSPS RF ADC還支持通過并行DDC進行多頻段通道化。發射機DPD子系統中的RF DAC和RF ADC組合有許多優點，包括共享轉換器時鐘、相關相位噪聲消除以及系統整體的簡化。其中一個簡化是，集成PLL的AD9172 RF DAC的能夠從低頻參考信號生成高達 12 GHz的時鐘，而無需在無線電電路板周圍布設高頻時鐘。此外， RF DAC可以輸出其時鐘的相位相干分頻版本供反饋ADC使用。此類系統特性支持創建優化的多頻段發射機芯片組，從而真正增強BTS DPD系統。

圖6. 用于數字預失真的直接RF觀測接收機。寬帶RF ADC（例如AD9208）可以將5 GHz帶寬上的多個頻段高效數字化。

結 語

智能電話革命十年后，蜂窩業務全都與數據吞吐量有關。單頻段無線電再也不能滿足消費者的容量需求。為了增加數據吞吐量，必須通過多頻段載波聚合來獲得更多的頻譜帶寬。RF數據轉換器可以使用全部 6 GHz 以下蜂窩頻譜，并能快速重新配置以適應不同頻段組合，從而使軟件定義無線電成為現實。此類頻率敏捷直接RF架構可縮減成本、尺寸、重量和功耗。這一事實使得RF DAC發射機和RF ADC DPD接收機成為6 GHz以下多頻段基站的首選架構。