自動增益控制電路在通信系統領域有著非常廣泛的應用，主要用于各種接收芯片的中頻級和射頻級，實現壓縮動態范圍，抑制干擾脈沖和抗快衰落等作用。然而傳統的基于脈沖寬度調制波形輸出的AGC電路在環路穩定性上較差，收斂速度慢，外圍所需的元器件也較多，因而體積較大，這些極大地制約了AGC電路的性能。因此嘗試采用基于脈沖密度調制技術的AGC電路，以克服基于PWM技術的AGC電路的種種性能瓶頸。

1 、AGC電路概述

在各種通信系統中，受發射功率大小，收發距離遠近，信號在傳輸媒介中會出現明顯的衰落等因素的影響，作用在接收機輸入端的信號強度有很大的變化和起伏。然而信道解調部分只能處理幅度變化不大的信號，信號過強、過弱或忽大忽小，都會使解調失敗。所以必須要有一個AGc電路，使接收機的輸入端能處理幅度變化很大的信號，而解調部分能收到一個平穩適中的信號，以進行信道解調。AGC電路可以使振幅變化范圍非常大的輸入信號，輸出時振幅變化范圍非常小，從而保證輸入到ADC的信號位于ADC最佳的工作范圍，AGC電路的功能框圖如圖1所示。

圖1中的A／D轉換器將輸入進來的模擬信號采樣量化為數字量后，經過信號平均電平檢測器算出平均電平，該平均電平與預先設定的參考電平值V，相比較，得到平均電平誤差，將該誤差送入IIR濾波器進行平滑累加后得到與所期望的AGC增益相對應的數字量（AGC控制字），最后通過D／A轉換器送入可變增益放大器（VGA）。

在上述這些模塊中，D／A模塊有多種方案可選。由于該模塊涉及到制造工藝和系統的外圍電路，而且D／A轉換器必須占用一定空間及消耗一定量的功率，因此D／A轉換器方案的選取，將對AGC甚至整個系統的性能和成本產生很大的影響。

D／A轉換器一般有下面三種方案可選：

（1）直接使用專用的D／A轉換芯片。這種方案轉換速度快，但成本太高，一般不予采用。

（2）脈沖寬度調制器（PWM）+RC濾波器的方案。該方案成本低廉，但是D／A轉換速度慢，AGC電路達到收斂的時間長，嚴重時會產生振蕩。該方案在對AGC環路穩定性和收斂速度要求不高的通信系統中經常被使用。

（3）脈沖密度調制（PDM）+RC濾波器的方案。該方案可以克服PWM波的諸多缺點，但成本較高，適用于對控制要求較高的系統。

2 、PDM與PWM的原理及比較

2.1 PWM理論及其特點

PWM是一種通過改變高低電平的比值來得到不同輸出電壓的調制方式。該調制輸出周期為T，占空比為N／M（N，M必須是整數）的方波。

如圖2所示，電容C上的電壓就是PWM的輸出電壓Uout，在RC值足夠大時，Uout=Uin·（N／M）。PWM的精度與M有著很大的關系。當M=2時，只有0，1／2和2／2三種電壓輸出；而到M=256時，就有0，1／256，2／256，3／256，…，256／256一共257種電壓輸出。M的大小取決于VGA的精度。一般來說，VGA能達到10位以上的精度，就是說M的取值要在1 024以上。隨著M的增大，RC的值也將相應增加，否則Uout就會呈現出明顯的鋸齒狀波形，使增益波動，惡化解調性能。但是如果讓RC增大，在增加元器件成本的同時，還會使Uout對IIR濾波器產生的數字量變化響應變慢，延長AGC收斂時間，甚至造成AGC的振蕩，這在AGC電路的設計中是嚴格禁止的。

2.2 PDM原理

PWM的周期T是固定的，改變的是高低電平的占空比；而PDM的脈沖寬度（高電平寬度）是固定的，改變的是脈沖的密集程度，脈沖密集，Uout就越高；脈沖稀疏，則Uout就越低。圖3給出電壓為5／16時的PDM與PWM波形。

可見，PDM相當于在時域上被打散的PWM。由于PDM的高低電平分布較為均勻，因此在R，C值較小的系統里，也可以濾除高頻交流分量，從而克服PWM的缺點。

2.3 PDM的實現

假設PDM的脈沖周期為△T，將時鐘信號送入N位計數器，實現0，1，…，2N-1的計數。在計數的單個脈沖周期△T里，將計數結果各個位上的邏輯值經過一系列邏輯操作，實現N位比較基準脈沖信號，分別為B0，B1，B2，…，B（N-1）。在每一個△T里，都只有一個位上有邏輯“1”，其他位上均為邏輯“0”。同時將輸出的N位數據與該比較基準脈沖信號B0，B1，B2，…，B（N-1）進行逐位與操作，再將各個位上的結果相或，便得到△T內的調制結果。

對于N位的信號，周期為T=2N×△T。對于8位數字信號，PDM調制結果為：

PDMout=B7&D7+B6&D6+B5&D5+B4&D4+B3＆D3+B2＆D2+B1＆D1+B0&D0

其中，B0～B7為比較基準脈沖信號的低位到高位，而D0～D7為數字信號的低位到高位。

如圖4所示，就是8位的PDM比較基準脈沖信號。其中，B7～B0的波形分別對應10000000B，01000000B，00100000B，…，00000001B的PDM調制方波。

例如，對十六進制數2CH進行PDM調制。2CH對應的二進制數為“00101100”。其中，B5，B3，B2為“1”，其他各位均為“0”，經過逐位邏輯操作得：

PDMout=B7&0+B6&0+B5&1+B4&0+B3&1+B2＆1+B1&0+B0＆0=B5+B3+B2

經過一個周期的調制，使得到圖5所示的PDM調制信號。這樣8位的數字信號就轉化為1位的脈沖信號。

在實際工程應用中，通常在系統中使用一個∑-△調制器來產生PDM波形。∑-△調制器的結構如圖6所示。

寄存器輸出的比特流中高電平的密度代表了輸入信號的幅度。如果圖6中虛線左側部分是模擬電路，輸入的是模擬信號，那么單位時間內輸出比特流中1的個數就反映了輸入模擬信號的幅度，實現A／D轉換功能。如果虛線左側部分是數字電路，輸人的是若干比特寬的數字量，那么對輸出的比特流進行低通濾波后，就得到了相應的電壓，實現的是D／A轉換功能。本AGC電路中使用的是∑-△調制器的D／A功能，并且輸入范圍為0～1 023，可實現足夠精確的D／A轉換。

3 、PDM與PWM的仿真比較

3.1 PDM與PWM收斂時間仿真比較

圖7是用Matlab對PDM和PWM進行的仿真對比。其中，電路參數：VGA增益為15 dB／V，R=100 Ω，C=0.1μF，AGC工作時鐘為10 MHz。

從圖7中可以看出，在相同的R，C條件下，使用PDM調制的AGC電路，在收斂時間上小于使用PWM調制的AGC電路。

3.2 PDM與PWM環路穩定性仿真比較

從圖8和圖9中可以看出，在相同的R，C條件下，使用PDM調制的AGC電路，Uout的抖動小于使用PWM調制的AGC電路，環路穩定性明顯較好。

4、結 語

本文通過PDM和傳統的PWM兩種調制方式的比較，最終得出使用PDM調制方式來充當AGC電路的D／A轉換器，從而控制前端VGA的增益的方案。該方案相對于PWM方案具有更短的AGC收斂時間和更穩定的環路特性。通過Matlab仿真驗證，表明了該方案的可行性。