電路功能與優勢

該電路使用 ADL5902 TruPwr 檢波器測量RF信號的均方根信號強度，信號波峰因素（峰值均值比）在約65 dB的動態范圍內變化，工作頻率為50 MHz至9 GHz。

測量結果在12位ADC(AD7466)輸出端以串行數據形式提供。在數字域中針對環境溫度執行簡單的4點系統校準。

RF檢波器與ADC之間的接口很簡單，由兩個信號調整電阻組成，無有源元件。此外，ADL5902內部2.3 V基準電壓為微功耗ADC提供電源和基準電壓。AD7466無流水線延遲，可作為只讀SAR ADC。

整個電路實現了約±0.5 dB的溫度穩定性。

顯示的數據是針對在-40°C至+85°C溫度范圍內工作的兩個器件。

通過軟件校準的50 MHz至9 GHz RF功率測量系統 (CN0178)

電路描述

測量的RF信號施加于ADL5902的輸入端，即dB線性rms響應均方根檢波器。外部60.4 Ω電阻R3結合ADL5902的較高輸入阻抗，確保寬帶50 Ω與RF輸入匹配。ADL5902以所謂的“測量模式”配置，VSET和VOUT引腳相連。在此模式下，輸出電壓與輸入均方根值的對數成比例。換言之，讀數以分貝值直接呈現，每到十倍調整至1.06 V，或者53 mV/dB。

AD7466 12位ADC的電源電壓和基準電壓由ADL5902內部2.3 V基準電壓源提供。由于AD7466消耗的電流極少（以10 kSPS采樣時僅為16 μA），ADL5902的基準電壓輸出足以向ADC以及由R9、R10、R11、R12組成的溫度補償和均方根精度調整網絡供電。

ADC滿量程電壓等于2.3 V。最大檢波器輸出電壓（在線性輸入范圍內工作時）約為3.5 V（參見ADL5902數據手冊圖6、7、8、12、13及14），因此在驅動AD7466前必須降低0.657倍。這個降低過程通過簡單的電阻分壓器R10和R11（1.21 kΩ和2.0 kΩ）來實現。以上數值可實現0.623的實際比例因子，通過建立電阻容差余量確保ADL5902 RF檢波器不會過驅ADC。

圖2 顯示的是檢波器輸出電壓與輸入功率的典型曲線（無輸出調整）

該檢波器的傳遞函數可通過以下公式計算近似值：

VOUT = SLOPE_DETECTOR × (PIN INTERCEPT)

其中SLOPE_DETECTOR是檢波器斜率，單位為mV/dB；INTERCEPT 是x軸截距，單位為dBm；PIN是輸入功率，單位為dBm。

在ADC輸出端，VOUT由ADC輸出代碼取代，公式可改寫為：

CODE = SLOPE × (PIN INTERCEPT)

其中 SLOPE 是檢波器、調整電阻及ADC的組合斜率，單位為次/dB； PIN 和 INTERCEPT 單位仍為dBm。

圖3顯示的是典型檢波器輸入功率的功率掃描以及在700 MHz輸入信號下觀察到的ADC輸出代碼。

圖3. 700 MHz下的ADC輸出代碼及誤差與RF輸入功率的關系

總體斜率和截距隨系統的不同而變化，該變化是由RF檢波器、調整電阻和ADC傳遞函數的器件間差異造成的。因此需要系統級校準以確定整個系統的斜率和截距。本應用中，使用4點校準校正RF檢波器傳遞函數內的某些非線性，特別是在低端位置。該4點校準方案產生三個斜率和三個截距校準系數，這些數值在校準后應存儲在非易失RAM (NVM)內。

通過向ADL5902施加四個已知信號電平執行校準，從ADC測量相應的輸出代碼。選擇的校準點應在器件線性工作范圍內。本例中，校準點位于0 dBm、-20 dBm、-45 dBm及-58 dBm。

斜率和截距校準系數通過以下公式計算：

SLOPE1 = ( CODE _1 – CODE_2)/(PIN_1— PIN_2)

INTERCEPT1= CODE_1/(SLOPE_ADC × PIN_1)

接著使用CODE_2/CODE_3和CODE_3/CODE_4重復計算，分別得出SLOPE2/INTERCEPT2和SLOPE3/INTERCEPT3。六個校準系數應與CODE_1、CODE_2、CODE_3、CODE_4一起存儲在NVM內。

當電路在現場工作時，這些校準系數用于計算未知的輸入功率電平PIN，公式如下：

PIN = (CODE/SLOPE) + INTERCEPT

為了在電路工作期間獲得適當的斜率和截距校準系數，從ADC觀察到的CODE必須與CODE_1、CODE_2、CODE_3、CODE_4進行比較。例如，如果來自ADC的CODE在CODE_1與CODE_2之間，則應使用SLOPE1和INTERCEPT1。該步驟還可用于提供欠量程或超量程警告。例如，如果來自ADC的CODE大于CODE_1或小于CODE_4，表示測得的功率在校準范圍以外。

圖3還顯示了電路傳遞函數變化與以上直線公式的關系。該誤差函數由傳遞函數邊沿彎曲、線性工作范圍內的小紋波以及溫度漂移造成。誤差以dB表示，公式如下：

誤差 (dB) = 計算的RF功率- 實際輸入功率

= (CODE/SLOPE) + INTERCEPT – PIN_TRUE

圖3還包括了誤差與溫度的關系曲線。本例中，將在+85°C和?40°C下測得的ADC代碼與環境溫度下的直線公式進行比較。該方法與現實系統一致，系統校準一般只能在環境溫度下進行。

圖4和圖5分別顯示電路在1 GHz和2.2 GHz下的性能。

圖4. 1 MHz下的ADC輸出代碼及誤差與RF輸入功率的關系

圖5. 2.2 MHz下的ADC輸出代碼及誤差與RF輸入功率的關系

該電路或任何高速電路的性能都高度依賴于適當的PCB布局，包括但不限于電源旁路、受控阻抗線路（如需要）、元件布局、信號布線以及電源層和接地層。

測試設置由ADL5902-EVALZ和EVAL-AD7466CBZ*估板組成，兩者使用SMA至SMB適配器電纜相連。置于環境室內進行溫度測試。*估控制板2(EVAL-CONTROL-BRD2Z)通過測試室門內的插槽連接至AD7466*估板；也就是ADL5902和AD7466*估板位于測試室內部，*估控制板留在外部。控制板用于發送、接收和捕捉來自AD7466*估板的串行數據。ECB2并行端口連接至筆記本電腦。筆記本電腦用于加載、運行和查看ECB2上的AD7466*估軟件。ADL5902*估板所需的RF輸入信號由Rhode & Schwarz SMT-03 RF信號源提供。使用Agilent E3631A電源為ADL5902供電。有關詳情請參見AD7466*估板原理圖和ADL5902數據手冊。

常見變化

對于需要較小RF檢波范圍的應用，可以使用 AD8363 均方根檢波器。AD8363檢波范圍為50 dB，工作頻率最高達6 GHz。對于非均方根檢波應用，可使用 AD8317/ AD8318/ AD8319 或 ADL5513 。這些器件提供不同的檢波范圍，輸入頻率范圍最高達10 GHz。

AD7466是單通道12位ADC，采用SPI接口。如果終端應用需要多通道ADC，可使用雙通道12位 AD7887 。在需要多個ADC和DAC通道的多通道應用中，可使用 AD7294 。除提供四路12位DAC輸出外，這款子系統芯片還含有4個非專用ADC通道、2路高端電流檢測輸入和3個溫度傳感器。電流和溫度測量結果經過數字化轉換后，可通過I2C 兼容接口讀取。