對RFIC收發機設計來說，您需要大量的不同模擬技術和功能，如無線局域網（WLAN）或IEEE 802.11b中集成RFIC收發機發射部分應用的頻域（諧波平衡）、混合頻域和時域（電路包絡）、電磁和混合數字域、頻域和時域（無線測試臺）。這些模擬技術速度快、效率高，對仍然使用傳統時域模擬器的RFIC設計人員來說，他們仍應非常關注這些模擬技術。

圖1中所示的直接轉換發射機由帶預定標器的VCO組成，它生成差分模式的正交本振（LO）信號，驅動I和Q混頻器。與相對較低的功放器一樣，可調諧模擬基帶濾波器和放大器已經包括在芯片上。

對這一設計流程，假設系統設計人員已經使用行為模型完成頂級設計，并已經把每個模塊的初步技術數據提交給RFIC設計人員。RFIC設計人員可能已經有一個設計方案，其可能位于不同的制造流程中，在不同頻率范圍上運行，輸出的功率過小或過高，或效率不夠高等。因此，我們將假設設計人員先把設計中的每個模塊轉換成目標制造流程。必需調節每個模塊的設計 （主要是偏置電壓、電流和器件尺寸），以獲得基本功能。然后可能需要進一步調查和設計，保證其達到要求的性能水平，并“探索設計空間”，看能不能以更低的成本（功耗、區域等）實現更好的性能。

為改善效率，在初步設計流程中使用的EDA工具應使得設計人員能夠簡便地掃描、調諧或優化直接影響電路重要響應的參數，這一點非常重要。此外，工具還應使得設計人員能夠清楚靈活地查看模擬結果，并能夠獲得信息，清楚地存檔結果。

在模塊由少量正弦信號驅動時，可以從頻域頻譜中直接計算發射機電路模塊感興趣的絕大部分響應。因此最好使用頻域模擬工具，其前提是它們能夠處理電路的復雜性，我們將在本文中演示頻域工具能夠解算復雜程度超出想象的電路。頻域模擬器具有額外的優勢，它們可以直接處理頻域模型和測得的數據，而不需生成某些集總等效電路。

為在現代通信系統中模擬復雜的被調制信號（如WLAN、WCDMA），您需要的不僅僅是頻域模擬。這是因為頻域模擬太過于針對穩態響應，而復雜的被調制信號會隨著時間隨機變化。我們將介紹模擬這些被調制信號的多種不同方式。

在VCO設計中應用頻域模擬

VCO設計的兩個初始重要特點決定著可調諧諧振器的諧振頻率范圍及電路是否振蕩。您可以從諧振電路開始（包括變容二極管和代替線圈的理想電感器），運行頻域S參數模擬，并作為參數掃描諧調電路，將提供諧振器調諧范圍。而調節電感值和/或變容二極管的尺寸應使您能夠設置諧振器的調諧范圍。一旦諧振器在希望的調諧范圍內工作，應使用額定電感相同的平面螺線管代替理想的電感器 （Helic的VeloceRF為合成希望值的螺旋電感器提供了工具） 。可以使用平面電磁解算工具，模擬螺旋電感器，生成準確的可以用于所有VCO后續模擬中的頻域模型。圖2是測試諧振器調諧范圍的模擬設置。圖3是諧振器頻響和調諧范圍，其中作為參數掃描調諧電壓。

如果VCO不振蕩會怎么樣呢？您怎樣使用工具、確定原因及怎樣解決問題？一半的VCO設計與諧振器有關，而另一半則與有源電路有關，有源電路在某個頻率范圍內生成負電阻，其足夠大，可以克服諧振器中的損耗。如果模擬器表明VCO沒有振蕩，您可以去掉諧振器，換上測試信號，相對于頻率和/或幅度掃描信號，使用它確定給諧振器帶來的阻抗。如果這個阻抗的實數部分不為負，或者幅度太小，那么可以試著調節偏置電流和器件尺寸等部分，直到滿足振蕩條件。

VCO一旦運行，檢驗其是否在連接到預定標器上時還能在希望的頻率范圍內不斷振蕩就非常重要。圖4表明在由VCO驅動時相對于調諧電壓的預定標器的輸出。

檢驗VCO/預定標器組合在溫度和制造流程變化的情況下的工作狀況。為執行這些模擬，您需要一個工具，簡便地解算VCO和預定標器相對于掃描參數的運行情況。頻域模擬器（在解算預定標器時給定生成瞬變的初始推測）特別適合這類掃描模擬，您希望獲得電路相對于某個參數的穩態響應。這是因為在運行參數掃描時，頻域模擬器對掃描參數值n-1使用電路的解算結果，作為使用掃描參數值n解算電路的初始推測。只要電路的響應相對于掃描參數變化得不是太快，那么可以迅速簡便地找到解算結果。

對混頻器設計應用頻域模擬

在直接轉換系統中，混頻器通常用來把信號從RF轉換到基帶（在接收機中）或從基帶轉換到RF （在發射機中）。可以從輸入和輸出信號的穩態頻域頻譜中，直接計算出混頻器技術數據，如變頻增益和IP3 （三階截獲點）。如果使用純時域模擬器（如SPICE），那么輸出頻率與輸入頻率之比越大（這個比率對直接轉換系統會特別大，因為基帶靠近DC），要求的模擬時間越長。這是因為在使用時域模擬器時，必須使用足夠小的時間步進，對RF及其諧波取樣，并使用足夠長的結束時間，捕獲整個周期中頻率最低的信號。頻域模擬器沒有這個頻

率比問題，因為要求的模擬時間不依賴信號的頻率。

在檢定混頻器及設計中的其它模塊以及優化性能時，最好能夠掃描和優化參數。通過頻域模擬，可以相對于任意掃描參數繪制想改善的性能特性圖，也可以直接進行優化。例如，您很容易會看到相對于LO驅動幅度的電壓轉換增益，并確定預定標器的輸出需要有多大。您可以很容易看到相對于輸入信號幅度的變頻增益，表明在壓縮變得不能接受前基帶信號可以有多大。圖5說明了在掃描器件之一的選通寬度（其決定著偏置電流）上電壓轉換增益與三階截獲點之間的折衷。

通過這些參數掃描，設計人員應大體了解哪些參數對電壓增益及三階截獲的影響最大。但是，如果可以迅速執行這些參數掃描（在本例中，掃描4個不同值的FET寬度及計算轉換增益和IP3只需75秒），那么可以簡便地確定哪些參數有影響，哪些參數沒有影響。

優化允許在試圖改善不同的性能特性時同時改變多個參數。在本例中，我們改變了幾個不同的器件的FET寬度，使變頻增益和IP3同時達到最大。為測試優化器的強健程度，人為設置初始參數值，提供較差的性能。在不到25分鐘的時間內，優化器使IP3點改善了大約14 dB，使電壓轉換增益改善了3

dB以上。

對WLAN信號失真進行模擬

在傳統上，人們一直使用正弦波來檢定和規定混頻器和其它模塊的指標。但是，在處理復雜的被調制信號時，正弦曲線技術數據（一般是增益壓縮和IP3）可能并不能精確預測每個模塊將引入的性能劣化。執行這些模擬要求：

● 數字處理功能，生成信號；

●能夠把其轉換成晶體管級模擬器能夠處理的隨時間變化的信號；

● 頻域和時域混合模擬器，有效處理高頻RF信號及變化速度相對較低的調制信號；

●能夠迅速檢定電路行為，建立模擬效率遠遠高于晶體管級電路的模型；

● 編制好的模板，顯示EVM、頻譜、峰值和均值功率、星座圖等結果。

模擬WLAN信號使用的工具基于UC Berkeley提供的Ptolemy模擬器 （數字處理）、協同模擬（同時進行數字處理和晶體管級或行為級模擬）、電路包絡（用于混合頻域和時域模擬）、自動檢驗建模（用來從自動掃描功率頻域模擬中快速生成模型）及數據顯示。這些工具相結合，構成了“無線測試臺”，因此您不必精通所有底層工具和技術，就可以獲得有用的結果。圖6顯示了混頻器的輸出頻譜，它滿足了WLAN頻譜模板要求。

對基帶鏈路應用頻域和WTB模擬

基帶模擬電路在傳統上一直是使用時域模擬器模擬的，如SPICE。但沒有任何理由不能對其應用頻域模擬。還可以在基帶電路上在頻域中運行相同類型的增益和IP3 模擬，但在沒有頻率轉換時除外。

我們試圖檢定基帶鏈路（Gm-C 濾波器（參考文獻1）和可變增益放大器）的非線性度。但是，由于濾波器結構，它沒有傳統的三階非線性度（IP3點）。可以從雙音掃描幅度模擬及得到的基礎和三階互調失真音調隨輸入信號幅度變化圖中看出這一點，如圖7所示。

互調失真音調沒有以3:1的斜率提高，表明不能計算IP3點。在這種情況下，最好使用無線測試臺模擬，查看基帶鏈路使基帶信號失真的程度。使用這種方法表明，基帶鏈路引入的EVM與濾波器的帶寬強烈相關，如果只是太窄的幾MHz，EVM會迅速劣化到不能接受的水平（從15%到25 %）。

模擬功放器

在此設計中，功放器與收發機其余部分集成起來，用于輸出功率相對較低的WLAN （802.11b）應用。

參數掃描和快速頻域模擬可以對有源器件進行高效的負荷拉動模擬和源拉動模擬，其應該表明最優的負荷拉動阻抗和源拉動阻抗（并在需要時表明諧波阻抗），以使傳送的功率和/或功率加效率達到最大。圖8表明了功放器輸出級中使用的其中一個FET的負荷拉動模擬結果。

一旦知道了最優阻抗，實現最優阻抗最可能要求的是螺旋電感器。如前所述，平面螺旋結構的電磁模擬會產生在頻域中可以非常高效地模擬的、異常精確的模型。3dB增益壓縮點以上的單音調掃描功率模擬只需大約5秒的時間。IP3點的雙音調掃描功率模擬只需要大約30秒的時間。

下一步是創建放大器的提取視圖，它使用Cadence AssuraRF，包括250，000多個寄生單元 （包括754個非線性單元）。在使用上面的諧波平衡頻域模擬器時，在1.5 dB增益壓縮點以上對這個提取視圖進行單音調功率掃描模擬需要大約2小時38分鐘的時間，表明諧波平衡能夠處理非常大的電路。圖9說明了提取視圖模擬結果。

我們在放大器上進行了無線測試臺模擬（要求大約40秒） ，而不是提取視圖，確定可以提供的最大輸入功率，同時仍滿足輸出頻譜模板要求。

模擬整個發射機

最終測試是為了檢驗整個發射機設計的性能，這里介紹的測試使用了在晶體管級建模的所有模塊。

第一個模擬是在I和Q 基帶鏈路上的輸入上低速掃描基帶I和Q信號幅度。在理想條件下，PA輸出上的信號幅度應線性追蹤I和Q輸入組合創建的矢量幅度。任何幅度線性偏差及輸出信號的任何相位變化都是失真。可以在發射機不同位置檢查電壓增益及相位變化，查看失真是在哪兒引入的。也可以確知基帶信號幅度低于輸出相位和幅度失真變得不可接受得大時的水平。這個模擬的規模很大，示意圖中有近3500個器件，其中1500多個器件是非線性的，但在6分鐘零8秒一次性模擬以建立初始推測之后，它只需要8分鐘零20秒的時間。圖10顯示了模擬結果，表明如果從基帶I和Q信號中提供的矢量幅度小于約0.25，那么增益壓縮和相位誤差要相當小。

還可以同時掃描I和Q基帶信號的幅度和相位，以便放大器輸出信號得到的幅度和相位清除螺旋。圖11顯示了基帶輸入信號，左邊是基帶鏈輸出上的螺旋（標有“IF”，但其沒有進行頻率轉換），右邊是功放器輸出上的螺旋。注意，螺旋已經顯示在作出任何RF處理前進行壓縮。這為測試多個基帶I和Q組合與RF輸出信號的對映情況提供了一條快速途徑。要求的模擬時間隨著創建的螺旋的分辨率變化，但圖12所示的粗螺旋只要求大約10 分鐘的時間。

我們進行雙邊帶調制測試，其中I和Q輸入信號都是1 MHz的同相正弦曲線。VCO設成接近5 GHz，提供接近2.5 GHz的LO。因此，PA的輸出有雙邊帶頻譜，其中心是LO頻率。可以掃描基帶正弦曲線的幅度，顯示互調失真相應提高。這一模擬要求1小時19分鐘，略長于上面介紹的比較簡單的調制精度測試。模擬結果如圖13所示。

作為晶體管級發射機的最終測試，我們使用Ptolemy生成時域基帶I和Q WLAN信號。這些信號從數據集讀入發射機模擬，用來驅動I和Q 基帶鏈路。這一模擬對666個符號要求接近10小時的時間。盡管這一時間很長，但它可以在晚上完成。從這里，我們可以看到輸出軌道圖、功率及是否滿足頻譜模板，如圖14所示。