引言

人體心電信號是非常微弱的生理低頻電信號，通常最大的幅值不超過4mv，信號頻率在0.05~200hz之間。心電信號的提取是通過安裝在人體皮膚表面的電極來拾取的。由于電極和皮膚組織之間會發生極化現象，會對心電信號產生嚴重的干擾。加之人體是一個復雜的生命系統，存在各種各樣的其他生理電信號對心電信號產生干擾。同時由于我們處在一個電磁包圍的環境中，人體就像一根會移動的天線從而對心電信號產生50hz左右的干擾信號。由于存在種種干擾，必須做好前端數據采集的硬件軟件設計才能保證傳送到醫療中心的心電數據的可靠性。

便攜心電系統數據采集 圖1中，l、r、f分別是左手、右手、左腿驅動電極，v1、v3、v5是3個胸電極，rf是右腿驅動電極。

來自各電極的6路微弱信號經6個輸入緩沖器緩沖放大后，送威爾遜網絡及導聯選擇電路作導聯選擇，其切換信號由微處理器提供；右腿驅動的信號源取自威爾遜網絡中心，經右腿驅動電路反向放大后，送右腿驅動電極rf，以中和人體上感應的共模干擾信號。導聯選擇控制將6個電極輸入信號按要求切換為三組，每組含3種導聯信號，同時送到3個前置放大器分別放大。電壓放大器將來自前置放大器的3路導聯信號進行電壓放大，以適合a/d轉換的幅度要求。各電壓增益受微處理器控制。微處理器的功能是：（1）對來自電壓放大器的模擬信號進行a/d轉換，得到原始數據；（2）對原始數據進行分析，判斷：導聯電極是否脫落，并給予提示；電壓放大器的增益是否合適，以便實時發出增益控制信號。

前端輸入緩沖設計

由于信號本身存在較大的阻抗，為了能更好的驅動威爾遜網絡必須設計輸入緩沖。另一方面心電信號幅值在0～4mv之間。所以在緩沖運放的選擇時必須要保證失調電壓vos不超過125 v。一路緩沖硬件設計如圖2。

輸入緩沖器的結構為電壓跟隨器，其作用是使人體與威爾遜網絡高度隔離，圖2所示為6路跟隨器之一。一方面，極高的輸入阻抗，克服了電極與皮膚接觸電阻引起的信號衰減；另一方面，極低的輸出阻抗，確保有效地驅動威爾遜網絡工作。d1、d2組成雙向限幅電路，對來自人體的高壓干擾實施限幅，防止因過度激勵造成運放逆轉而失效。

威爾遜網絡與導聯選擇設計

原理如圖3所示。圖中虛線框中的電阻構成威爾遜網絡，r39、r40、r41的公共連接端為威爾遜中心。d5、d6、d7為多路電子開關，在導聯切換信號的控制下，從威爾遜網絡的有關節點取出3路導聯信號。各電極在人體上的位置和接觸狀態存在差異，導聯線的參數和威爾遜網絡的元件值也存在離散性，故威爾遜網絡的非中心節點上的干擾信號必然有幅度甚至相位差。這種差異將以差模方式傳輸到后續放大器被放大。而且，相對于心電有用信號而言，已不能忽視。為此威爾遜網絡的干擾信號經d9反相放大后送右腿驅動，對于干擾信號而言這是一種深度反饋，極大的抑制了人體感應的共模干擾。提高了前端信號采集的精度。

前置放大器及主放大器設計

由于心電信號十分微弱，噪聲背景強且信號源阻抗很大，一般典型值在500k ，加之測量電極引入的極化電壓差較心電信號大幾百倍達300mv左右。因此必須設計一個性能優良的前端放大器，濾波和限波電路。前端放大器要采用高輸入阻抗，高共模抑制比，低噪聲，低溫漂，非線性度小，合適的帶寬和動態范圍。因此在本電路中采用ad620儀表放大器為主的電路（如圖2）。ad620 輸入偏置60 v，溫漂0.6 v，峰值噪聲特性0.28 v，高達120db的共模抑制比，輸入阻抗1012 ，非常適合做前端放大器。前端放大器設計如圖4。

為防止ad620的動態范圍不夠進入非線性區失去放大作用，前端放大器放大10倍左右。其增益公式av=1＋49.4/rg。由于信號主要能量集中在0.05~100hz所以經過0.05~100hz帶通濾波后，送往主放大器放大到adc的轉化范圍。

數字濾波設計

在心電信號采集過程中，常常受到工頻干擾（50hz）、肌電干擾（35hz）、基線漂移等各種干擾信號。為了讓心電儀的采集部分便于攜帶和降低功耗我們沒有采用硬件限波電路，而是利用dsp在信號處理方面的優勢采用了軟件濾波。在本系統中，我們采用了一種簡單整系數限波器 ，對工頻干擾及基線漂移進行濾除。濾波器用到了減法技術即用一個全通網絡減去一個具有相同傳輸延遲和增益的窄帶帶通濾波器的輸出，得到一個具有尖銳限波特性的限波器（notch），其原理如圖5所示。

濾波器的傳遞函數為：

h（z）=h1（z） h2（z）其中 ，h1=y1（z）/x1（z）=z m，h2=y2（z）/x2（z）

要使限波器（notch）具有帶寬約1hz左右的特性，必須使窄帶帶通濾波器具有很大的零點數目。在1000 hz采樣頻率下，以每赫茲寬度間隔設計零點，就有1000個零點均勻分布在z平面的單位圓上，每兩個零點間隔設計為 /500 rad。按照設計原則在角頻率 t=0， /10，2 /10…18 /l0，19 /10處設置極點，與該處的零點相抵消，形成了只有單頻率成分通過的窄帶帶通濾波器。

其中0 hz處的零極點抵消，用以消除0．5 hz以下的基線漂移；50 hz、100 hz、150 hz等處的零極點抵消，用以消除50 hz工頻及其諧波干擾。于是得到窄帶帶通濾波器的傳遞函數為：h^{1}_{2}（z）=\frac{1 z^{ 100}}{1 z^{ 20}}。

同時為了防止該式在的幅頻響應在50hz處有180 的相移，我們必須采用修正因子 1+z^{ 500}來修正。其結果如下：

從式中可以看出延時740，對h_{2}（z） 求極限可得增益為100。于是我們可以得到如下的限波器（notch）的傳遞函數：

可看出該傳遞函數是一個全通網絡減去一個具有相同傳輸延遲和增益的窄帶帶通濾波器的輸出。圖6為限波前與限波后的比對圖。

無線數據鏈路設計

采用高度集成的433mhz單片無線收發器nrf401。它具有功耗低（有待機模式），體積小，外圍器件少與dsp連接方便的特性，使用pcb環形天線，最大發送功率可達+10dbm發射距離在1000米左右滿足社區范圍內使用。外部硬件設計如圖7。

為了確保無線數據通路的可靠性，圖中標記l1必須使用一個高質量的q》45，自諧振頻率433mhz精度2％的高精度電感。pll濾波器電容要求必須是陶瓷電容以便獲得較好的高頻特性。在pcb設計時注意在芯片供電引腳使用一個4.7 f和0.1 f去耦電容以便射頻模塊能穩定供電，為減少射頻模塊對dsp控制器的干擾在雙面板的上下充分鋪地，同時要確保所有的數字信號和開關信號不能通過pll濾波電路和vco外部電感l1的附近。其鏈路圖如圖8 。

internet接入設計

目前adsl上網在家庭中已經普及而且使用的模式基本上都具有路由功能，這就為心電系統的客戶端internet接入提供了有利平臺。心電系統客戶端的adsl端接收設備與便攜數據采集儀使用相同的無線單片收發射頻芯片接收數據，因此在客戶端我們僅需要設計基于dsp的以太網接入技術即可。其internet接入方案如圖9。

基于該構架的無線網絡12導聯便攜心電系統完全克服了傳統便攜心電儀的存儲空間有限的問題，以及純粹無線發送的便攜心電儀在醫療機構中使用的某種限制。利用已有的adsl internet接入技術使得該系統的成本大大降低，便于在數字化社區推廣和應用。利用internet將心電數據不間斷的發送到醫療服務中心，為疾病的預防與診斷提供最實時的數據。同時配合醫院的醫療數據庫可以使該系統具有更強大的服務功能。

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