平均電流模式的工作原理及特點(diǎn)

圖1為平均電流模式的控制系統(tǒng)圖，K為檢測(cè)電流放大器，CEA為電流誤差放大器，VEA為電壓誤差放大器。輸出電壓通過分壓電阻器接到電壓誤差放大器的反相端，VEA同相端接參考電壓Vref，輸出的電壓誤差信號(hào)經(jīng)VEA放大后輸出，電壓值為Vc。Vc連接到電流誤差放大器CEA的同相端，輸出電流信號(hào)由Rs取樣，經(jīng)電流放大器K放大后，輸出到電流誤差放大器CEA的反相端，電流信號(hào)和輸出電壓誤差信號(hào)在電流誤差放大器CEA內(nèi)進(jìn)行比較然后放大，輸出為Ve，Ve送到PWM比較器的反相端，與PWM比較器的同相端的鋸齒波進(jìn)行比較，輸出PWM關(guān)斷信號(hào)。振蕩電路產(chǎn)生PWM的開通時(shí)鐘信號(hào)，同時(shí)輸出信號(hào)給鋸齒波發(fā)生器以產(chǎn)生相應(yīng)的鋸齒波。

電流信號(hào)為向上的鋸齒波，反相放大后，Ve為向下斜坡信號(hào)，Ve向下斜坡信號(hào)與鋸齒波向上斜坡信號(hào)相等時(shí)，PWM信號(hào)的關(guān)斷，如圖2所示。當(dāng)輸入電壓的增加，電感電流信號(hào)上升的斜率提高，因此Ve的下降斜率更陡峭，從而使占空比變窄。電壓外環(huán)用于補(bǔ)償由負(fù)載變化引起的輸出電壓變化，由于電感電流由VEA處理，系統(tǒng)表現(xiàn)為一個(gè)單極點(diǎn)響應(yīng)，從而簡化了電壓補(bǔ)償環(huán)路。

峰值電流模式中，電流檢測(cè)信號(hào)直接與電壓誤差信號(hào)進(jìn)行比較，電流檢測(cè)信號(hào)沒有經(jīng)過電流放大器的處理，因此峰值電流模式中，容易受到電流信號(hào)前沿尖峰噪聲的干擾。而平均電流模式中，輸出電流的波形帶有鋸齒波分量，與電壓誤差信號(hào)進(jìn)行比較放大時(shí)，電流誤差放大器CEA的外接的補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)會(huì)對(duì)電流信號(hào)做平均化的處理，從而得到代表跟蹤平均電流的誤差信號(hào)控制PWM信號(hào)的關(guān)斷。此外，高頻的電流信號(hào)前沿尖峰噪聲會(huì)被濾除，PWM比較器之后的SR鎖存器可避免由噪聲引起的信號(hào)跳變，從而消除了由于噪聲尖峰而過早關(guān)斷MOSFET的可能。

由于Ve為向下的斜坡，這也意味著在反饋環(huán)中加入了一定的斜坡補(bǔ)償，從而避免次諧波振蕩，當(dāng)占空比超過50%時(shí)不需要斜坡電壓補(bǔ)償。

由圖2可知，若Ve上升的斜率大于三角鋸齒波信號(hào)的斜率，系統(tǒng)失去交點(diǎn)將無法平衡，會(huì)發(fā)生諧振和不穩(wěn)定，因此要控制電感電流的下降斜率，從而保證Ve上升的斜率必須小于三角鋸齒波信號(hào)的斜率，同時(shí)Ve信號(hào)的值也不能超過斜坡電壓。

電感電流的下降的斜率為：
di/dt = L*Vo

Ve上升的斜率為：
K*Rs*GCEA*Vo/L

Rs為電流檢測(cè)電阻，Ｋ為電流放大器增益，GCEA為CEA的增益，Vs為三角鋸齒波信號(hào)幅值，fs為開關(guān)周期。

若CEA是具有較高的輸出阻抗的跨導(dǎo)放大器，則補(bǔ)償?shù)腞C網(wǎng)絡(luò)可以直接連接到CEA的輸出端和地之間，
GCEA = Gm*RG

Gm為跨導(dǎo)放大器的跨導(dǎo)，RG為跨導(dǎo)放大器直流輸出阻抗，即跨導(dǎo)放大器輸出端所接ＲＣ補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)中的電阻。CEA的直流增益應(yīng)該盡可能高，以精確處理直流輸出電流。對(duì)于直流，補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)中的電容相當(dāng)于開路，CEA直流增益最大。

平均電流模式控制的優(yōu)點(diǎn)：

（１）平均電感電流能夠高度精確地跟蹤電流信號(hào)。
（２）不需要斜坡補(bǔ)償。
（３）優(yōu)越的抗噪聲性能。
（４） 適合于任何電路拓?fù)洹?br /> （５）容易調(diào)試。
（６）易于實(shí)現(xiàn)均流。
（７）高di/dt動(dòng)態(tài)響應(yīng)，適合低壓大電流輸出應(yīng)用。

平均電流模式控制的缺點(diǎn)：

（１）電流放大器在開關(guān)頻率處的增益有最大限制。
（２）雙閉環(huán)放大器帶寬、增益等配合參數(shù)，設(shè)計(jì)調(diào)試復(fù)雜。

2 滯回電流模式的工作原理及特點(diǎn)

圖3為滯回電流模式的控制原理圖，滯回電流模式也是雙環(huán)控制，外環(huán)是電壓環(huán)，輸出電壓經(jīng)分壓電阻器分壓后與參考電壓進(jìn)行比較，然后經(jīng)電壓誤差放大器放大，圖中為跨導(dǎo)型放大器，電壓誤差放大器的輸出信號(hào)為Vc，Vc連接到比較器A1的同相端和A2的反相端。A1比較器控制開關(guān)管的開通，A2比較器控制開關(guān)管的關(guān)斷。

電流檢測(cè)信號(hào)經(jīng)電流放大器K放大后輸出為Vs，Vs連接到A1的反相端，同時(shí)Vs-IR*RR信號(hào)值連接到A1的同相端。

下面分析其工作過程：

（1）若初始的狀態(tài)是開關(guān)管導(dǎo)通，電感的電流線性上升，但是此時(shí)，Vs-IR*RR電壓低于Vc，Vs也電壓低于Vc，A2輸出低電平，A1輸出高電平，控制邏輯電路輸出上管的驅(qū)動(dòng)信號(hào)，開關(guān)管導(dǎo)通。

（2）電感電流繼續(xù)上升，Vs的電壓上升，當(dāng)Vs-IR*RR電壓低于Vc，同時(shí)，Vs電壓高于Vc，此時(shí)，A2輸出低電平，A1也輸出低電平，控制邏輯電路保持輸出上管的驅(qū)動(dòng)信號(hào)，上開關(guān)管保持導(dǎo)通。

（3）當(dāng)電感電流繼續(xù)上升，使Vs-IR*RR電壓高于Vc，Vs電壓也高于Vc，此時(shí)，A2輸出高電平，A1輸出低電平，控制邏輯電路關(guān)斷上管的驅(qū)動(dòng)信號(hào)，上開關(guān)管關(guān)斷。

（4）開關(guān)管關(guān)斷后，電感電流下降，使Vs-IR*RR電壓低于Vc，Vs電壓高于Vc，此時(shí)，A2輸出低電平，A1輸出低電壓，控制邏輯電路保持開關(guān)管關(guān)斷。

（5）電感電流繼續(xù)下降，使Vs-IR*RR電壓低于Vc，Vs電壓也低于Vc，此時(shí)，A2輸出低電平，A1輸出高電壓，控制邏輯電路輸出上管的驅(qū)動(dòng)信號(hào)，開關(guān)管導(dǎo)通，進(jìn)入下一個(gè)開關(guān)周期，如此反復(fù)。
由上述原理可見，滯回電流模式為變頻控制，電流環(huán)產(chǎn)生二個(gè)檢測(cè)電壓信號(hào)。

滯回電流模式的優(yōu)點(diǎn):

（1）不需要斜坡補(bǔ)償。
（2）穩(wěn)定性好，不會(huì)因?yàn)樵肼暜a(chǎn)生不穩(wěn)定的振蕩。

滯回電流模式的缺點(diǎn):

（1）需要對(duì)電感電流全周期的檢測(cè)和控制。
（2）變頻控制容易產(chǎn)生變頻噪聲，電感設(shè)計(jì)難以優(yōu)化。