降壓轉換器是高效的自調節(jié)電源。正確理解和設計后，它們可以提供低損耗電流源來驅動LED陣列。

降壓轉換器是最常見且常用的開關電源（SMPS）拓撲之一。由于其主要特性，該拓撲結構也稱為下變頻器：輸出電壓始終低于輸入電壓。降壓轉換器可以非常高效（IC容易高達95％）和自我調節(jié)，這使得它可以用于將筆記本電腦中的12 V至24 V典型電池電壓轉換為所需的幾伏電壓。處理器。這種拓撲結構不僅可用于轉換電壓，還可用作電流源，具體取決于控制方法。

本文討論設計降壓轉換器時的一般原則和注意事項，尤其是降壓轉換器。具有谷值檢測的邊界傳導模式的LED。它包括關于損失和關鍵部件計算的部分。本文可用于設計具有多個恩智浦LED驅動器IC的降壓轉換器，例如SSL1523，SSL1623，SSL2101，SSL2102和UBA 3070.未討論可調光性和電源可調性，因為這些特定于每個IC解決方案。

操作原理顯示了一個轉換器周期內電壓和電流的流動方式。它還簡要概述了CCM和BCM/DCM模式之間的權衡。

關鍵組件設計過程提供了有關如何設計關鍵組件（如電感值）的信息。它描述了使用谷值檢測的BCM時峰值電流的計算結果。

功率計算使設計人員能夠深入了解轉換器中的損耗機制，以及它們的選擇如何影響效率

電流容差和穩(wěn)定性討論了這兩個問題。

操作原理

降壓轉換器的操作相對簡單，有一個電感和兩個控制電感輸入電流的開關。它在將電感器連接到電源電壓以在電感器中存儲能量以及將電感器放電到負載之間交替。圖1顯示了降壓轉換器的簡化應用圖，該轉換器連接到電源和負載。為了基本了解應用，可以將VI和Vo視為DC。在實際應用中，MOSFET或雙極晶體管取代了S1，二極管取代了S2。

圖1：基本配置電路。

電路由開關狀態(tài)定義。有兩個開關有四種模式，但并非所有模式都適用。模式1和2是最重要的，并且?guī)缀蹩偸谴嬖冢Ｊ?僅存在于不連續(xù)傳導模式（DCM）中。必須防止模式4，因為這會使電源短路。模式1至3中的開關狀態(tài)顯示在表1中。

ModeS1S2Duration1OnOffδ1xT2OffOnδ2xT3OffOffδ3xT

表1：可能的工作模式下面簡要說明降壓轉換器的操作。圖2顯示了前兩種模式的等效電路圖。還顯示了一個完整開關周期的簡化波形。

在時間δ1×T（模式1）期間，開關S1接通，電流開始流過電感器L.此時開關S1斷開，次級開關S2閉合，電流開始流向輸出。在開關S2的導通時間期間，電感器中的能量減小。當通過開關S2的電流減小到零時進入δ3。剛剛描述的操作模式稱為不連續(xù)傳導模式（DCM）。當時間δ3×T變?yōu)榱銜r，達到DCM和連續(xù)傳導模式（CCM）之間的邊界。這稱為邊界傳導模式（BCM）。

圖2：降壓波形 - 不連續(xù)導通模式。

開關S2通常由二極管代替。必須確保當通過電感器的電流為零時才進入模式3。如果兩個開關在仍有電流流過電感器時打開，則電流將嘗試尋找另一個路徑，結果將產生非常高的電壓峰值。該峰值可能會損壞開關或電感。使用合適的二極管可以防止這種情況。

連續(xù)模式和非連續(xù)模式降壓解決方案都很常見，每種解決方案都有以下特定的優(yōu)點和缺點：

CCM轉換器輸入和輸出較少電流紋波比不連續(xù)模式版本，因此它需要更少的額外濾波。

CCM轉換器具有較低的磁芯損耗，因為使用較少的BH曲線。然而，它必須具有與電流紋波成反比的電感值，這導致更大的磁芯和更多的繞組。這可以抵消較低的磁芯損耗，并導致更多的線損。

CCM轉換器不能調節(jié)到低電流值;控制余量由電流紋波決定。

當S1導通時，DCM轉換器沒有硬電流切換，因此可以使用僅針對低關斷損耗進行優(yōu)化的切換方法。/li》

DCM轉換器充分利用磁能儲存，因此可以使用更小的電感器。

此列表說明，不連續(xù)模式是小型，最有效的解決方案 - 因子，可調光SSL解決方案。

BCM轉換器具有更多優(yōu)勢，因為不連續(xù)模式具有不使用電感的死區(qū)時間。它具有最小的尺寸，最低的開關損耗和完全的調光性。然而，輸入和輸出的紋波電流更高，因此需要更多的緩沖和濾波來降低這一點并達到FCC15和IEC55015等電源傳導發(fā)射標準。

關鍵部件設計程序

本節(jié)指南您可以通過設計用于SSL應用的邊界導通模式降壓轉換器的過程。

輸出電流與峰值電流的關系

圖3顯示了驅動一串LED的典型最小降壓應用電路。設計這樣的啟動參數電路是所需的LED電流和LED電壓。假設轉換器完全在邊界導通模式下工作，輸出電流和電感峰值電流之間的關系很簡單：

因為使用相同的電感（原理圖中為L3）進行充電和放電能量，δ1和δ2之間存在直接依賴關系，LED正向電壓和輸入電壓：

圖3：典型降壓應用。

備注：

在圖2中，LED組件連接在L3上方。這是為了防止LED具有等于漏極電壓的電壓變化。由于LED組件尺寸較大，具有延長的導線和散熱器，因此它與周圍環(huán)境具有相當大的電容耦合。這種電容耦合會對效率和EMC產生破壞性影響。

電感尺寸測量

由于行程時間之和與轉換器頻率之間存在直接關系，因此當轉換器頻率為選擇：

示例：f = 100kHz，Iled = 700mA，VI = 200V，VO = 100V.Ipeak = 1.4A，δ1= 50％，L3 =357μH。 t1 =5μs，t2 =5μs

和：f = 100kHz，Iled = 700mA，VI = 200V，VO = 10V。 Ipeak = 1.4A，δ1= 5％，δ2= 95％，L3 =67.8μH，t1 =0.5μs，t2 =9.5μs。

谷值檢測

下一個轉換器周期可以在t2結束后立即開始轉換器電流已達到零，但在這樣做時，開關將再次接通，并在其上施加相當大的電壓。電源和開關上有一定量的電容，由幾個元件組成：

電感的并聯(lián)電容

自由輪的反向充電二極管

開關的漏極 - 柵極電容。

當放電此電容時，存儲的能量在開關中消散：

示例：f = 100 kHz，Vsw = 200 V，Cp = 100 pF。 Psw = 200 mW。

因此，開關會升溫，效率會下降。為了克服這個問題，我們建立了一個NXP轉換器獨有的功能。此功能稱為谷檢測。這是一種特殊電路，可以檢測開關漏極電壓何時達到最低值。然后開始下一個循環(huán)。因此，開關損耗可能會顯著降低。但是，還有另一個影響。引入時間（t3），其中電感器中幾乎沒有電流流動。此時間將持續(xù)共振頻率的一半時間：

示例：Lp = L3 =357μH，Cp = 100 pF，tvalley =0.594μs。

最有效，必須滿足兩個條件：

激勵電壓（= VO）必須接近輸入電壓的一半。

LpCp組合必須處于衰減狀態(tài)。

Rser = LpCp電路內的串聯(lián)阻尼電阻，由線圈電阻和磁損耗組成。例如：VI = 200 V，VO = 100 V = 0.5VI，OK。 Rser = 1，Cp = 100pF，L3 =357μH。 -1.43 x 10 ^ - 13 《《 0. OK。

圖4：谷檢測波形。但是，為了達到相同的LED電流，峰值必須可以調整，這反過來會改變轉換器的頻率。朝向輸出的平均電流由公式9，公式10，公式11和公式12給出：

將公式9，公式10，公式11和公式12組合成公式13：

當寫出時，這給出了公式14：

這個二階函數可以用ABC公式求解：

例如：φ= 1，a = 0.714×10 -3 ; b = -1×10 -3 ，c = -83.1×10 -6 ，Ipeak = 1.48 A，t1 =5.28μs，t2 =5.28μs，t3 = 0.594 μs，f‘= 89.6 kHz。

峰值電流限制

在示例原理圖中，電阻R5限制峰值電流。當此電阻上的電壓電平達到閾值時，周期將停止，開關將停止導通。該閾值可用于控制峰值電流。使用峰值電流控制，LED電流是BCM模式下峰值電流的一半。此外，此檢測的容差與LED電流的容差成比例。如果我們調用閾值電平Vocp，則可以使用公式19：

示例：Ipeak = 1.48 A，Vocp = 0.52 V，R5 =0.35Ω

紋波電流計算《 br》組件C5過濾通過LED的電流，因此該電流將接近通過電感器的平均電流。剩余的改變稱為紋波，可以表示為所示平均電流的百分比。如果電流波形是對稱的，這將是降壓轉換器的情況，平均值將是最大和最小電流之和的一半。下一個公式給出了紋波電流的近似結果：

在上面的公式中，Rdyn是LED串在額定平均電流下的差分電阻。通過獲取相應LED的UI圖的正切來導出該值。這不是工作時電壓和電流之間的分配。

示例：10個LED串聯(lián)使用，電流為100 mA。每個LED的動態(tài)電阻為1Ω，因此總動態(tài)電阻為10Ω。在5％的紋波和100 kHz的頻率下，C5將為3.18μF。

或者：在1A處使用一個LED。它的動態(tài)電阻為0.1Ω。在1％的紋波和100 kHz的頻率下，C5將為1.6 mF。

此公式中計算的值旨在過濾由轉換器操作引起的紋波電流。該值不用于過濾由于輸入電壓波動引起的電流變化。通常，輸入電壓紋波，特別是在對50 Hz至60 Hz電源電壓進行整流和緩沖時，其幅度不允許線性近似，如前面的公式中所使用的那樣。對于電源緩沖計算，使用公式21：

其中：Ptot =引腳+ IC損耗。

電感設計參數

在降壓轉換器設計中，主電感L3質量的重要性經常被低估。為了實現(xiàn)高效解決方案，不僅電感值，而且歐姆損耗，飽和電流，接近損耗，磁芯損耗，寄生電容和雜散磁場都很重要。不了解功能并實現(xiàn)優(yōu)化組件將導致性能低下或不切實際的設計。接下來的幾節(jié)給出了一些指導。

圖5：谷檢測波形。

對于核心材料，每個制造商都有另一個代碼。對于50 kHz和200 kHz之間的應用，建議使用3F3（Ferroxcube），N87（Epcos）或TP4（TDG）。選擇在工作溫度下具有最佳損耗的材料。不適合轉換器有效頻率的磁芯材料會產生很高的磁芯損耗。

AspectPot Core; RM CoreDouble slab coreE coreEc; ETD CoresPQ CoreEP CoreToroidcore costshighhighlowmediumhighmediumvery lowbobbin costslowlowlowmediumhighhighnonewinding costslowlowlowlowlowlowhighwinding flexibilitygoodgoodexcellentexcellentgoodgoodfairassemblysimplesimplesimplemediumsimplesimplenonemouting flexibilitygoodgoodgoodfairfairgoodgoodheat dissipationpoorgoodexcellentgoodgoodpoorgoodshieldingexcellentgoodpoorpoorfairexcellentgood結果，表2：鐵氧體磁芯比較幾何考慮結果，核心類型的選擇結果，核心幾何取決于幾個因素，例如成本，靈活性，屏蔽和利用系數。芯可以具有內芯，其形成圓形或方形卷繞形狀。雜散電感可隨芯形而變化。磁芯尺寸由電感器中的最大存儲能量以及所需的氣隙決定。具有大氣隙的核心可以比具有小氣隙的核心存儲更多能量。實際上，對于不連續(xù)模式轉換器，當磁芯損耗和繞組損耗（接近和皮膚損耗）平衡時，可以達到最佳設計。必須在高可存儲能量水平，低漏電感和電感的小容差之間進行折衷。使用公式22，可以計算存儲在電感中的最大能量。

示例：核心類型：L3 =357μH，Ip = 1.48 A. E = 0.39 x 10 -3 J.

表3顯示了可應用的RM核心類型：

Core typeMaterialAg（μM）Ue（N/A2）Le（mm）Al（nH）Ae（mm2）RM43H3-A10016015420.910011.0RM4/I3F3-A16011021528.316013.8RM53H3-A25011020121.225021.2RM5/I3F3-A25013018623.125024.8RM6S3H3-A31512022126。 831531.4RM7/I3F3-A25024013530.025044.1RM83H3-A6309034235.663052.0RM10/I3H3-A100011036744.6100096.6

表3：磁芯選擇器

計算繞組

磁芯通常在磁芯材料的數據表中指定。它涉及所選核心上單圈的歸納值。使用此圖并了解電感，繞組數的計算非常簡單，如公式23所示：

示例：磁芯類型：RM8 3H3-A630，Al = 630 nH，L3 =357μH，N = 24

通過將計算值四舍五入到其最接近的整數，可以獲得Np的實際值。作為雙重檢查，最大磁場B場由磁性材料確定。還要注意，運行期間達到的B場峰值對核心損失有很大影響。我們不會進一步討論這些損失，但根據經驗，磁性材料中的B場應保持低于材料的指定Bmax。可以使用等式24估計B場：

示例：核心類型RM8 3H3-A630。 N = 24，Ip = 1.48，ue = 342，le = 35.6，Bmax = 342 x 24 x 1.48/35.6 = 338 mT。

輔助繞組數

輔助繞組可用于兩個目的。首先，它可以感應電感器的退磁，其次，它可以產生所需的電壓來為控制器供電。如果僅產生用于去磁的繞組，則電壓可以比使用繞組產生Vcc時小得多。這會影響繞組比。對于退磁檢測，負電壓和正電壓都應大于閾值電平。對于使用單個二極管整流器的Vcc生成，最有效的是取δ1和δ2的最長時間并相應地確定繞組的尺寸。對于區(qū)間δ2，公式25適用：

示例：在Vo（min）= 100 V時，Nl3 = 24，Vaux = 14 V.Naux = 3.36舍入到4.

請注意，輔助繞組上的電壓應始終高于IC所要求的最小Vcc電壓。電感和整流二極管之間存在電壓損失，并且由于放電，Vcc上存在紋波。必須考慮所有這些因素。輔助繞組上的電壓與轉換器輸出電壓之間存在直接關系。輸出電壓取決于所連LED的正向電壓之和，因此應將最小Vf作為檢查輔助繞組上是否有足夠電壓的起點。

選擇導線直徑

導線直徑選擇是可用繞組面積，歐姆損耗，接近損耗和皮膚損耗之間的權衡。根據經驗，當在200 kHz以下的工作頻率下使用直徑小于0.6 mm的電線時，皮膚損失可以忽略不計。直徑大于0.6 mm時，建議使用Litze線或多股線。可以使用公式26計算趨膚深度：

其中：uo = 0.4×pi×10 -6 ，ρ=電阻率= 17 X 10 -9 （銅）。 Ur（銅）= 1.

示例：在100 kHz正弦電流下，使用銅線，趨膚深度為0.21 mm。

有效頻率與轉換器頻率不對應，而是與所應用的諧波對應波形。對于三角波電流，可以使用傅里葉分析來減去波形的幅度和頻率。系數的幅度取決于δ1和δ2之間的比率，如表4所示。

Ratio1st2nd3rd4thththththththth.050.3340.1650.1080.0780.600.0480.0390.20.3720.1510.0670.02300.0100.0030.50.40500.04500.01600.008

表4：諧波幅度系數。

更高的轉換器比率還將提供更高的次諧波，以及變壓器中增加的磁芯和接近損耗。必須對這些諧波進行濾波才能符合EMC要求，因此需要更多或更好的輸入和輸出濾波。歐姆損耗取決于導線中的峰值電流。可以通過簡單地計算導線電阻和計算導線中的平均功耗來估算它們。作為近似值，電流密度應在300至500CM（圓形磨）/安培之間。表5顯示了相對于電流的導線尺寸：

Dia（mm）最近的AWGArea（mm2）面積（cm）DC Res。歐姆/典型電流（安培）0.1380.008152.1950.040.2320.031620.5490.150.25300.049970.3510.240.315280.0781540.2210.380.355270.0991950.1740.490.4260.1262480.1370.620.56230.2464860.0701.220.71210.3967810.0441.9516 x 0.2-0.5039920.0342.4837 x 0.2-1.16222940 .0155.7361 x 0.2-1.91637820.0099.45

表5：電線選擇表。

Vcc生成尺寸

當輔助繞組也用于Vcc生成時，應考慮以下幾個方面：

啟動時，轉換器不工作，因此輔助繞組中不會產生電壓。應始終存在啟動電路，在前幾個周期內為Vcc提供足夠的電流。

輔助繞組上的電壓取決于輸出電壓，因此應該使用最壞情況來計算是否滿足最小功率要求，以及耗散和電流值是否在限制范圍內。

電壓僅在循環(huán)的一部分期間出現(xiàn)。流向IC的Vcc的平均電流應足以驅動IC。因此，流過的峰值電流應該高于所需的平均電流。

實施例1：在Vaux = 14V，Icc = 2mA，12V，δ2= 46％。 V（R12）= 14-12- 0.7 = 1.3V，I（R12）= 2mA/0.46 = 4.34mA。 R12 = 1.3V/4.34mA =299Ω。向下舍入給出270Ω。 P（R12）= I 2 x Rxδ2= 2.4mW。實施例2：在Vaux = 18V，Icc = 2mA，12V，δ2= 4％。 （R12）= 18-12- 0.7 = 5.3V.I（R12）= 2mA/0.04 = 50mA。 R12 = 5.3V/50 mA =106Ω。向下舍入給出100Ω。 P（R12）= 10 mW。

如果電路是可調光的，則必須在最壞情況下重新計算。一些IC如SSL1523和SSL2101具有內部HV生成。如果有足夠的漏極電壓，IC可以提供自己的電源。請注意，較小的電流間隔和較大的容差會導致該電路的尺寸過大。它在串聯(lián)電阻（R12），二極管（D4）和電感中產生更多損耗。裕量可能是必要的，以防止Vcc過電壓的額外保護。為此目的，齊納二極管（D6）包含在電路中。

圖6：Vcc生成電路。

緩沖電容C6計算

當生成Vcc時，必須緩沖輸入電流，以便提供連續(xù)和穩(wěn)定的電壓。 C6上的電壓降應使Vcc不低于最小電壓。公式27可應用于此最小電容值：

示例：在ΔV= 1.3 V時，Icc = 2 mA，Δt=6μs，C6將至少為9.23 nF。

在實踐中，選擇C6的值要高得多以降低噪聲和與周圍環(huán)境的電容耦合。 1μF和4.7μF之間是常見值。

退磁檢測尺寸在幾個恩智浦IC上，有一個退磁檢測功能。這通常使用具有特定最小和最大閾值電壓的引腳。對于NXP系列LED驅動器，此電平設置為+100 mV和-100 mV。還有一個負鉗位和正鉗位二極管，其閾值約為0.5 V.這些鉗位二極管可以具有最大電流水平Idemag（max）。使用輔助繞組時，電流應限制在達到閾值電壓且不超過最大電流的水平。例如：Vaux = 14 V，100μA -6 =140KΩ。

請注意，退磁檢測取決于相位。繞組方向應與主電感相反，以便在低谷開始下一個周期。反轉繞組將導致頂部檢測切換。

功率計算

降壓轉換器的最終效率是設計的關鍵規(guī)格之一。需要考慮的一點是效率總是相對的。降壓轉換器的部分損耗，如IC Vcc產生，是固定的，取決于IC。由于固定損耗，效率往往隨著輸出功率的降低而下降。可變損失由許多因素組成，這些因素將在下一節(jié)中討論。這些部分中的公式將使設計人員深入了解確定每個元件損耗的參數。

電阻開關耗散除了公式7的容性損耗外，開關中還存在歐姆損耗。決定這些損耗的主要參數是開關的電阻，表示為MOSFET開關的RDSon和峰值電流。存在瞬時峰值耗散和平均耗散：

在t1期間，總耗散將如公式29所示：

并且在整個時間段內，平均歐姆開關耗散將如公式30所示：

示例：f = 89.6 kHz，RDSon = 2.2 Ipeak = 1.48 A，t1 =5.28μs。 P = 0.76 W.

備注：這些損耗的大小主要取決于開關的峰值電流和RDSon。

電容開關耗散

電容開關損耗已經討論過了。重要的是要注意，這些損耗與峰值電流無關，因此也與LED電流無關。通過使用谷值檢測和輸入電壓為輸入電壓的一半，可以避免這些容性開關損耗。

如果沒有此選項，開關尺寸之間的平衡會導致較低的RDSon損耗和電容開關損耗。較大的開關將具有較低的RDSon，但具有較高的漏極電容。在這種情況下，必須選擇最佳值：

對于下一個示例，Ipeak = 1.48 A，t1 =5.28μs，Vsw1 = 100 V，f = 89.6 kHz。

示例1：Iδ= 1.5 A ，RDSon = 5.5，C = 300pF，PRDSon = 1.9W，Pcsw = 0.13W，Ptot = 2.03W

實施例2：Ιδ= 3.5A，RDSon = 2.2，C = 550pF，PRDSon = 0.76W，Pcsw = 0.24 W，Ptot = 1 W

例3：Iδ= 13 A，RDSon = 0.42，C = 3.1 nF，PRDSon = 0.14 W，Pcsw = 1.39 W，Ptot = 1.53 W

備注：來自三上面的例子，例2具有最佳性能。

開關損耗除電容損耗外，還存在由于電流硬切換而發(fā)生的損耗。開關關閉時會發(fā)生這種情況。 IC和MOSFET的數據手冊規(guī)定了FET閉合的開關斜率。在此期間，電流和電壓重疊，并且這種重疊導致耗散。假設電流下降并且電壓上升在固定時間“T”內是線性的，則可以計算耗散：

圖7：開關損耗圖。

示例：T = 100 nS，Io = 1.5 A，UT = 200 V，f = 88 kHz。 Peff = 0.44 W.

此耗散隨切換時間而增加。當使用谷值檢測時，這些損耗在接通時會降低，并且在關斷時仍然存在。

續(xù)流二極管損耗

續(xù)流二極管有兩種損耗機制：正向損耗和反向電荷損耗。可以使用時間與公式37和公式38中給出的電流和電壓降來估算正向或導電損耗。

示例：f = 89.6 kHz，Iled = 0.7 A，t2 = 5.28μs，Vf = 0.7 V，VI = 200 V，Crev = 10 pF。

Pf = 230 mW，Prev = 18 mW。

使用肖特基二極管可以降低二極管的正向電壓，但這些反向電壓高于100 V時，通常很難獲得二極管。另外，應注意不要超大二極管，因為這不會明顯降低正向損耗，但反向電荷通常與二極管的最大電流直接相關。 。

電感器損耗

電感器有幾種損耗機制。這些損耗的計算非常復雜，并且關于這些損耗對總電感器損耗的貢獻方式存在很多爭議。本節(jié)將簡單說明電感器內的許多損耗機制。

歐姆損耗

電線長度和厚度的組合會導致歐姆損耗。電阻和損耗的計算可以從公式39和公式40得出：

示例：導線長度1m，直徑0.56 mm。 ρCu= 17.2×10 -9 。 A =π×R 2 = 0.246×10 -6 。 Rdc =70mΩ。 Ip = 1.48 A. Pdc = 51 mW。

接近損耗

對于接近損耗，完整計算超出了本文的范圍。然而，應該清楚的是，它們與趨膚深度和繞組數量密切相關（見圖8）。

太多的半徑接近或低于皮膚深度的電線層應該要避免。通常，接近損耗計算為直流線電阻的一個因素：Rac = n x Rdc。

保持低電阻損耗有助于降低接近損耗。這是CCM模式電感器的另一個缺點。為了獲得更高的電感，需要更多的繞組，從而增加直流和交流電阻并抵消較低的磁芯損耗。

磁芯損耗

磁性材料的磁芯損耗由磁化曲線和頻率決定。在每個轉換器周期，芯材料中的磁場由磁通密度激發(fā)，產生與飽和水平和滯后高度非線性的曲線。由特定頻率的B場強度變化所包圍的表面積決定了損耗。更大的核心，更高的B場和更高的頻率會增加這些損失。核心材料數據表顯示給定頻率下每單位體積的損失（見圖9）。

圖8：接近損耗圖。

《 br》圖9：BH曲線磁性材料。

計算磁芯損耗的簡單經驗公式稱為Steinmetz方程，如公式41所示：

Kh和α取決于核心材料。通過包括方程波形的諧波可以改善該公式，如公式42所示：

在公式42中，D是占空比，Bmax是峰值磁通密度，“f”是基本頻率，Vcore是核心容量。我們可以看到更高的頻率，更高的磁通密度，更小的占空比和更大的體積都會增加磁芯損耗。更大的核心可能并不總能減少核心損失;如果B場已經很低，則由于磁通密度降低，體積的增加將抵消較低的損耗。例如：占空比為50％時，Kh = 0.05，f = 80（kHz），α= 1.8，Bmax = 100 mT，β= 3，Vcore = 2.4 cm3，損耗為0.05 x（160） 1.84 x（0.1） 3 x 3.58 x 2.4 《 sup》 -6 = 1.36 W.

檢測電阻損耗

對于檢測電阻損耗，可以應用公式30。 RDSon替換為檢測電阻值。

示例：Ipeak = 1.48 A，Rsense = 0.5/1.49 =0.33Ω，Psense = 80 mW。

圖10：降壓轉換器系統(tǒng)總損耗

當進行降壓功率計算時，考慮每個單獨損耗對總轉換器效率的影響至關重要。為了說明這個方面，我們將采用具有設定電流，200 V輸入電壓的單個驅動器，并且我們將逐步改變輸出電壓。輸入和輸出電壓之間的關系作為比率繪制在X軸上。將計算每種損耗機制，并繪制所得到的驅動器效率。

如圖10所示，轉換器效率開始以較低的比率下降。這不是由損失的過度增加引起的，而是由有用輸出功率的相對減少引起的。一些損耗，如磁芯損耗和開關中的歐姆損耗，都會降低。續(xù)流二極管的正向損耗，容性開關損耗和硬開關引起的損耗都有所增加。這是有道理的，因為續(xù)流二極管的導通時間t2很大，并且開關上的電壓降也很大。可以看出，非常低的電阻開關在大比率下會更有幫助，例如占50％至90％。低開關電容，續(xù)流二極管的低正向電壓和快速切換在較小的比率下更有效，例如5％到20％。

電流容差和穩(wěn)定性

電流容差

本質上，只有兩個主要元件決定電流容差：檢測電壓的擴展和容差檢測電阻。這可以從等式43得出：

示例：Vocp（min）= 0.48V.Vocp（avg）= 0.50Vocp（max）= 0.52V .Vocp =±4％。 ΔR6=±1％。 ΔIled=±5％。

Cp和Lp隨谷值檢測的變化可能會產生一些影響，但實際上受影響的時間遠小于總循環(huán)時間。

例如：ΔLp= 10％ 。 δ3/T = 0.052。 ΔIled= 0.5xΔLpx0.05 = 0.25％。

圖11：降壓轉換器損耗。

電流穩(wěn)定性

對于采用峰值電流控制的降壓，穩(wěn)定性為很少有問題。因為電流是每個周期控制的，所以它本質上是穩(wěn)定的。如果使用其他穩(wěn)定電流的方法，例如電流鏡檢測，精度可能會增加，但必須計算環(huán)路響應。確定峰值電流控制響應的主要因素是輸出電容C5。它必須充電和放電。在接通時，在任何電流流過LED并產生光之前，放電電容必須首先達到工作電壓。此時間等于公式21的充電時間。

示例：在ΔV= 100 V，I = 700 mA，C6 =3.3μF時，Δt將至少為471μs。

關閉時，LED的二極管特性將發(fā)揮作用。而不是突然下降，將從標稱電流開始呈指數下降的電流。 LED電流將慢慢褪色，直至看不到為止。實際上，這可能需要幾秒鐘。由于LED與續(xù)流二極管一起放置在自整流回路中，因此漏極側的任何電容耦合或環(huán)路與AC電源的電感耦合將引起通過LED的電流。甚至可以看到例如100μA的小電流。如果連接到相位的大型未接地物體（如散熱器）靠近LED，則可能會發(fā)生這種情況