關于APFC是什么？DCM和CCM各自的特點？以及峰值電流控制和平均電流控制方法，網上或開關電源設計原理的書里都有相關的文章，在這里就不做講解了，請見諒！

本篇文章講解的是關于APFC的有點“冷”的小知識，不過如果你在面試歐美原廠時很有可能用的上噢，因為這些知識點背后代表著你是否對APFC是否有過深入的思考，話不多說，下面咱們就一個一個講解。

第一個問題圖1 BOOST APFC電感上并聯了一個二極管D6，它有什么作用？

圖1

答

1. D6旁路掉電感L1，可以更快地給后面的大電解電容CE1充電，使得啟動時間加快

2.由于正常工作后APFC輸出電壓是大于AC輸入端的電壓的，所以D6在啟動完成后就一直保持截止狀態，故D6可以選擇慢管，但是D5是一直處于高頻的開關狀態的，所以必須選擇快恢復二極管；通常來說二極管的反向恢復速度與正向導通的峰值電流是相互牽制的，慢恢復的二極管能夠承受的正向導通電流會大許多，所以較大的浪涌電流會通過D6，從而保護到了D5不至于有太大電流流過，防止D5過流燒壞

3.CE1的電容非常大，在開啟瞬間幾乎短路，這時如果AC輸入端電壓也處于相對較高的位置，那么流過電感L1的電流會累積的非常大，就算不飽和，電流也會很大，如果這時Q1突然導通工作，由于電感電流不會突變，所以電感L1會把之前積累的大電流一下子傾瀉到Q1上，容易導致Q1過流燒壞。而D6可以把大電流旁路掉給CE1充電，所以保護了Q1。

4.在做浪涌雷擊測試時，電感L1呈現高阻抗狀態，能量會積累在薄膜電容CB上，電壓高到一定程度就會擊壞CB。而D6提供了一個低阻抗通路到CE1，讓CE1幫助吸收了浪涌雷擊的能量，增強了線路的抗壓能力。

有人會說我的線路里面沒有用到D6不是也沒事嗎？是的，如果功率小，CE1容量小的情況下是可以省去D6。但是功率大，CE1也大的情況下就不能省去D6了，它可以增強線路的可靠性。筆者做過的線路功率在400W以上，旁路二極管D6幾乎是標配。

第二個問題你要是給一款定頻的芯片設計人員建議，去改善APFC的效率，你有哪些想法？

答要提升效率，就得降低損耗，就得從損耗的分布角度去分析，請欣賞圖2，圖2是大致的效率曲線圖，在輕載的時候開關損耗占主導，重載的時候導通損耗占主導。所以輕載的時候應該降低開關損耗，因為是定頻的，所以沒辦法降低頻率，剩下的只能是降低電壓了，比如100Vac輸入的時候，檢測到某個特定的負載低于50%LOAD的時候，可以把輸出電壓從380V降至300V，這樣就降低了開關損耗，同時減輕了MOS管的電壓應力，類似于ZVS的功效，還對EMI有幫助。

重載的時候導通損耗占主導，當芯片檢測的某個負載點的時候如75% LOAD時候把輸出電壓提升至380V，由于電壓增高，功率一定的情況下電流就減小，也降低了導通損耗，最終提升了效率；通過上述降壓升壓策略就可以改善各個負載段的效率了，筆者的經驗是可以提升1.5%~2%，同時還不額外的增加成本，真正的實現了加量不加價！窮人也可以用的上！

第三個問題BOOST APFC還會給后級的功率級如雙管正激提供能量，現在的芯片大都會把APFC和雙管正激功能二合為一在同一個芯片里，如何給芯片設計人員提供建議可以最大化減小BULK電容CE1？

答Bulk電容是給后級提供能量的，如果負載是一個恒定電流負載自然沒有什么文章好作的。但現在是雙管正激，那么就有學問了，因為雙管正激也是PWM斬波的，只有在PWM ON的階段才會從BULK電容上吸收能量；而BOOST的特點是當原邊MOS導通時PFC電感儲蓄能量，MOS關斷的時候才向BULK電容提供能量；分析完兩種拓撲的特點后，我們可以想象當后級的雙管正激正從CE1吸收能量的時候，BOOST線路的MOS卻在導通，不提供能量給CE1，這時CE1的電壓會有大的下降；當雙管正激不吸收能量了，BOOST MOS才關斷，源源不斷的向電容提供起能量了，CE1電壓會有大的提升；就這樣前后級之間的供需出現了錯位，電容兩端的電壓大起大落，紋波電壓必然很高，紋波電流也很大。請參照圖3（因為雙管正激是從buck衍生出來的，這里用buck代替雙管正激），SW1關斷的時候SW2也關斷了，VIN和電感L1的能量同時給C1加載能量，電壓會被充得很高，而此時負載端卻是不耗電的。

如果把前后級的導通遵循某種合理的時序，讓雙管正激吸收能量的時候BOOST電感也正好向CE1提供能量，這樣能量提供的是不是正好恰如其時呢？請參考圖4

當SW1關斷的時候SW2正好導通，VIN和電感L1的能量配合C1一起補給給負載。這樣前級的PFC驅動和后級的雙管正激的驅動交錯開來，C1的電壓也不會上升太多，也不會下降太多。筆者對比過兩種控制策略的芯片在CE1上產生的紋波，在同樣的測試條件：Vin=220Vac, Pin=75W,fsw=80KHZ，CPFC=50UF,LPFC=1.5mH

圖3 CE1上的紋波是31.2V，而圖4是14.4V，紋波對比見圖5

圖5

圖4的控制策略相對圖3好處總結如下：

1.可以使得450V Bulk電容容量下降20%，與之對應的成本也會下降

2.PWM在PFC提供能量的時候采取能量，增加了實時性，環路帶寬增加

3.紋波電流減小，對應的電流損耗減小，效率提升（0.5%左右）

還是那句話，只是改變了芯片的控制策略就降低了系統端的成本，窮人的福音！

第四個問題為什么264V輸入比90V輸入功率因數低？

答以恒定開通時間和電感電流臨界控制方式，使得電感平均電流近似成正弦波并跟隨AC輸入電壓，從而實現PFC功能的控制策略為例（圖6）

圖6

但是上述電感電流波形只是個理想狀態，實際上當264V輸入時對應的峰值電壓和BOOST PFC電壓很接近，這就導致了PFC電感的消磁電流斜率很緩，消磁時間相對很長，見圖7

圖7

圖7是單周期內的MOS驅動波形和電感電流波形，90V輸入消磁時間段內PFC電感兩端電壓壓差大，電流的下降斜率大，下降至0的時間Tdem1短；而264V輸入消磁時間段內PFC電感兩端電壓壓差小，電流下降斜率平緩，下降至0的時間Tdem2長。尤其當264V峰值電壓附近的時候，電感電流消磁時間特別的長，導致不能很好的降到0，所以電流的包絡線在264V峰值處并不規則，不能呈現完整的正弦波包絡，而是有點突兀，見圖8實測波形：

圖8左邊的波形藍色部分是90V抓捕的電感電流波形，右邊圖形是264V抓捕的，可以發現264V頂部電流波形不太規則了，不能呈現完美的正弦波包絡，所以PF值會差一些。同時264V輸入時需要的平均電流小，乘法器增益小，電感電流在正弦電壓為0V~10V這段電壓范圍內上升得不高，也容易導致不規則的包絡出現，影響PF值。

綜上所述，264V輸入時是因為頂部電流和底部電流不太規則導致的PF值偏低。

第五個問題電壓環負反饋芯片內部可以用運放或者跨導，你覺得用哪個更好？為什么？

答我們知道運放和跨導的共同特點是輸入阻抗特別高，輸出阻抗運放要低（輸出的是電壓源），跨導放大器輸出阻抗高（輸出的是電流源）圖9

如果使用運放，反饋節點VFB信號阻抗就大，而輸出信號Veao阻抗就小，加補償的時候我們習慣于在Veao和VFB兩個節點之間加R和C，我們知道信號都是有阻抗的，信號阻抗大的容易被信號阻抗小的影響或者說干擾，也就是VFB容易收到Veao影響，本來BOOST PFC電壓環帶寬窄，反應慢，VFB還受到Veao的影響，跟著反應變化就更慢了，所以說用運放電壓環環路調節容易變慢。所以我們想辦法將與VFB節點相連接的R和C要去掉，圖10

所以這時跨導放大器就應運而生了！見圖11。因為VFB節點沒有像運放那樣和Veao相互連接，而跨導的輸出是對地作用產生電流，電流在對地的R和C上積分產生漸變的電壓從而達到了調節的目的。所以VFB節點的變化相對運放要快許多，最終電壓環的反應速度就會變快！變得faster!

好了，關于PFC的一些知識點介紹先到這里，感謝耐心觀看。下次還會推出LLC的知識點，敬請期待！