簡介

具有無源LC元件的系統(tǒng)，例如容量補(bǔ)償器，高次諧波的諧振無源濾波器，或具有由優(yōu)化方法確定的結(jié)構(gòu)和參數(shù)的濾波器，傳統(tǒng)上用于補(bǔ)償功率因數(shù)和其他電力用戶對電網(wǎng)施加的負(fù)荷影響。然而，涉及電力電子系統(tǒng)的負(fù)載的廣泛使用可能導(dǎo)致電壓和（尤其）電流波形的嚴(yán)重失真，甚至導(dǎo)致大量直流電流在電力變壓器次級中流動(dòng)。對于這些類型的負(fù)載，上述補(bǔ)償系統(tǒng)的種類經(jīng)常被證明是不令人滿意的。如今，電力系統(tǒng)工程師更有可能考慮使用其他類型的補(bǔ)償器，尤其是有源電力濾波器或混合系統(tǒng)（帶有無源LC元件的電源濾波器，如參考文獻(xiàn)2,3,6,7,8,9,11中所述）提高系統(tǒng)效率。

最近開發(fā)補(bǔ)償方法的方法旨在開發(fā)一種能夠?qū)崿F(xiàn)動(dòng)態(tài)補(bǔ)償（實(shí)時(shí)）的補(bǔ)償器，并且還能更好地抵抗由電力網(wǎng)或電力用戶。他們的目標(biāo)包括優(yōu)化電源（電網(wǎng)）所看到的負(fù)載。根據(jù)Fryze的建議[5]和隨后的發(fā)展[4,10,12,13]，有必要消除差分電流（在失真的負(fù)載電流和理想形式的電流之間（即同相正弦波） ））流過電源以實(shí)現(xiàn)這種補(bǔ)償。在概念上，這可以通過產(chǎn)生和注入與差動(dòng)電流相等且相反的相位的電流來完成。在實(shí)踐中，獲得這樣的來源是困難的;真正需要的是具有參數(shù)元件或受控電流電源的有源系統(tǒng)。

有源濾波器的結(jié)構(gòu)

在本文中，我們考慮采用電源的建議 - 通過使用數(shù)字信號處理計(jì)算機(jī)技術(shù)控制電子電流源來實(shí)現(xiàn)有源分流濾波器（替代名稱為：差動(dòng)電流補(bǔ)償系統(tǒng)或補(bǔ)償器< / em>），實(shí)現(xiàn)最優(yōu)補(bǔ)償。假設(shè)的目標(biāo)是差動(dòng)電流的動(dòng)態(tài)補(bǔ)償，這是負(fù)載電流 i L （ t ）和參考電流 i之間的差值 REF （ t ）。參考電流是使用文章[10]中建議的方法計(jì)算的最佳有效電流。圖1顯示了系統(tǒng)的框圖。

活動(dòng)過濾器包含以下模塊和元素：

控制模塊（CM），基于具有數(shù)字信號處理（DSP）的微型計(jì)算機(jī)系統(tǒng)

執(zhí)行模塊（EM）以電力電子電流源的形式

< li>電壓（VT）和電流（CT）傳感器[類型LA55-P和LV25（LEM ?）]

有源濾波器控制過程發(fā)生在兩個(gè)階段：

確定參考電流 i REF （ t ）

動(dòng)態(tài)

i INV （ t 形成所需補(bǔ)償器電流>）= i L （ t ） - i REF （ t ）

補(bǔ)償過程的質(zhì)量和動(dòng)態(tài)特性主要取決于用于計(jì)算參考電流參數(shù)的方法。 Akagi 等人的瞬時(shí)無功功率理論[1]通常用于控制功率有源濾波器。作者認(rèn)為，該理論不能滿足能源/接收器系統(tǒng)中工作優(yōu)化的要求。優(yōu)化的一般目的是最小化源電流的異相分量，減少正弦波形的失真，并最小化從源到接收器的能量傳輸中的有功功率損耗。為了確定具有這種特性的電流，我們應(yīng)用了[10]的變分方法。因此，我們以下列分析形式獲得了描述最佳源電流（目標(biāo)參考電流）的表達(dá)式：

i REF （ t ）= a i （ t ）= e k （ t ） e G （ t ） e （ T ）= A REF （ t ） e （ t ）

其中： e （ t ）是電壓源， e G （ t ）形式的等效電導(dǎo)： e G （ t ）= a P （ t ）/ E 2 （ t < / em>），其中： a P （ t ）和 E （ t ）是有功功率和均方根電壓源的瞬時(shí)值[10]。參考信號的頻率和相位對應(yīng)于電壓源的第一諧波的合適值， e （ t ）。

有效實(shí)現(xiàn)在整個(gè)控制過程中，CM被分為兩個(gè)子模塊：

識別模塊（IM），它計(jì)算頻率，ω REF ，相位φ REF ，幅度 A REF ，參考電流< em> i REF （ t ），

決策模塊（DM），它執(zhí)行以下任務(wù)：

調(diào)整有源濾波器的幅度和相位特性，以在反饋環(huán)路中獲得寬帶傳輸和高開環(huán)增益。這對于確保非線性電流的高度補(bǔ)償以及在各種負(fù)載參數(shù)條件下穩(wěn)定工作是必要的，

消除脈沖寬度調(diào)制（PWM）的寄生產(chǎn)物，用于從反饋信號中生成 i REF 。

硬件和軟件

補(bǔ)償器的原型模型使用ADI公司的ADDS-2106x-EZ-KIT微電腦系統(tǒng)，以及ADSP-21061 SHARC ?浮點(diǎn)數(shù)字信號處理器。由于在識別模塊（IM）內(nèi)實(shí)現(xiàn)的算法和有源濾波器的適當(dāng)整形頻率傳輸特性所需的高計(jì)算能力，因此需要這種高性能系統(tǒng)。在廣泛的負(fù)載參數(shù)變化條件下，確保所有系統(tǒng)在反饋閉環(huán)中工作的穩(wěn)定裕度至關(guān)重要。

評估系統(tǒng)是通過增加通用模擬和數(shù)字輸入開發(fā)的/輸出模塊類型ALS100，由PEP設(shè)計(jì)ALFINE作為ADDS-2106X-EZ-KIT的擴(kuò)展。該模塊（圖2）專為電力電子應(yīng)用而設(shè)計(jì)，包括A / D和D / A轉(zhuǎn)換器，以及PWM發(fā)生器和系統(tǒng)控制臺（LCD＆amp; KBD）。在DSPHOST程序的控制下，通過RS-232端口建立與主機(jī)PC的通信。

圖2顯示了控制模塊的硬件和軟件結(jié)構(gòu)。控制程序的主要模塊是用C語言編寫的（ADDS-21000-SW-PC版本3.3），時(shí)間關(guān)鍵程序在匯編程序中編寫。

控制模塊包括：

AD7864四通道同步采樣A / D轉(zhuǎn)換器

PWM發(fā)生器

測量電阻器（R）與傳感器配合使用使用ADMC201運(yùn)動(dòng)協(xié)處理器，

系統(tǒng)控制臺（SC），

參考電流參數(shù)（SIM）的軟件識別模塊，

軟件決策模塊（SDM）與加法器（Σ）協(xié)作，加法器計(jì)算誤差信號的當(dāng)前值;即，參考和補(bǔ)償電流的差異。

SIM（圖3）由三個(gè)獨(dú)立的塊組成：軟件 - 參考值（SFI）的頻率標(biāo)識符，參考值（SAI）的軟件幅度標(biāo)識符和參考值的適當(dāng)值的軟件同步器（SSYNC ）。

SFI采用主電源電壓預(yù)濾波方法，借助于通帶FIR濾波器（F1），消除高次諧波并提高噪聲抗擾度。識別算法[14]。接下來，對信號進(jìn)行希爾伯特變換以獲得其分析形式（時(shí)域中的復(fù)信號）。它允許消除頻率軸負(fù)值部分的頻率乘積，并將識別時(shí)間減少到 12 ms 。這是與本設(shè)計(jì)的 20-ms （50-Hz）電源電壓周期相關(guān)的短時(shí)間，并且也比60-Hz系統(tǒng)的16.7-ms周期短得多。 [14]。對復(fù)信號進(jìn)行數(shù)字傅里葉變換（DFT）以計(jì)算其基本頻率。這是通過DFT和MAX塊實(shí)現(xiàn)的。以這種方式計(jì)算，基本頻率的值接下來用于控制調(diào)諧濾波器（F5），即高Q，IIR型濾波器。 F5濾波器實(shí)際上是參考電流發(fā)生器;其輸出信號頻率等于電源電壓頻率 u 2 （ t ）。

參考電流的幅度在SAI模塊內(nèi)計(jì)算，該模塊基于負(fù)載電壓和負(fù)載電流樣本，存儲在循環(huán)緩沖區(qū)CB2和CB3中。

同步模塊SSYNC，消除了SFI和SAI塊內(nèi)計(jì)算所涉及的不同延遲時(shí)間的影響。最后，SSYNC連接適當(dāng)?shù)膮⒖茧娏黝l率和幅度值。參考電流發(fā)生器（在本設(shè)計(jì)中）的識別和同步總時(shí)間約為 18 ms 。

決策模塊以2 的形式實(shí)現(xiàn)nd 命令具有常系數(shù)的FIR濾波器;其頻率透射率模型由下式給出：

| T FK （Ω）| =（1 + cos（Ω））/ 2

濾波器正常運(yùn)行的基本條件是系統(tǒng)采樣頻率是PWM載波頻率的兩倍（在此系統(tǒng)中： 30 和 15 kHz ）。 / p>

執(zhí)行模塊是一個(gè)電力電子控制的電流源，它使用高度集成的智能功率模塊（IPM）型PM50RSA120（MITSUBISHI）和電感線圈 L INV 的。該線圈還限制了PWM的寄生產(chǎn)物。

電流源的一般能量來源是逆變器直流電路（IPM）內(nèi)的電容器。逆變器借助快速光電耦合器與控制模塊耦合。

原型系統(tǒng)的性能

上述電力電子電流源原型模型的實(shí)驗(yàn)測試針對不同類型的負(fù)載和供電條件，進(jìn)行了單相主動(dòng)補(bǔ)償系統(tǒng)。以下是一小部分測試結(jié)果。

圖4的波形顯示參考信號的矩形形狀 i REF （ t ），輸出電流源電流 i S （ t ）和反饋信號 i FK （ t ）（圖4a）和這些量的光譜分析結(jié)果（圖4b）。電流源的帶寬（ -3 dB ）等于 3.2 kHz ，幅度特性非均勻 0.4 dB 。該頻段內(nèi)輸出電流的總諧波失真（THD）在0.5 kHz帶寬內(nèi) 0.7％ - 0.2％。

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圖5和圖6說明了完整有源濾波器的工作原理。失真電流源（圖5）是一個(gè)簡單的單二極管整流器，具有RL型負(fù)載（電阻和電感的串聯(lián)連接）。這是一個(gè)特別不利的情況，因?yàn)樗瑫r(shí)產(chǎn)生一個(gè)帶有直流分量和無功功率的強(qiáng)失真電流。源電壓波形 u S 和負(fù)載電流 i L ，電網(wǎng)， i S ，有效濾波器， i INV 和參考信號， i < / em> REF 如圖所示。 5a-以及所選量的頻譜分析結(jié)果（圖5b）。圖6顯示了RC負(fù)載4二極管橋的類似數(shù)量，這是大多數(shù)消費(fèi)電子電源組的典型配置。

與電流源的情況一樣，有源補(bǔ)償?shù)牟罘蛛娏飨到y(tǒng)提供了參考信號的良好映射， i REF （ t ） ，在識別模塊中計(jì)算。電網(wǎng)電流與電網(wǎng)電壓波形處于同一相位（由于所謂無功功率的補(bǔ)償），其高次諧波值顯著降低。有源濾波器輸入電流的THD值 i 3 （ t ）低于 1％。

結(jié)論

我們在這里展示了一種能夠通過消除差分電流實(shí)現(xiàn)最佳補(bǔ)償?shù)南到y(tǒng)，采用PWM應(yīng)用的電力電子控制電流源。包括功能框圖和系統(tǒng)工作原理的描述，該系統(tǒng)由數(shù)字信號處理器控制。在系統(tǒng)上對各種負(fù)載進(jìn)行的測試結(jié)果表明，補(bǔ)償器非常有效。它大大降低了輸入電流的非線性失真（THD <1％）和來自電源的無功功率要求。識別參考信號參數(shù)的延遲約為 12 ms （基本上小于一個(gè)電源頻率周期），總頻率識別誤差 0.1％。通常，原型模型的所有調(diào)查結(jié)果都顯示出補(bǔ)償器系統(tǒng)對參考信號的非常好的映射以及源電流的高次諧波的顯著降低。