無線發射器中增益和反射功率的測量和控制是經常被忽視的關鍵輔助功能。使用電壓駐波比（VSWR）或反射系數（也稱為回波損耗）來指定從天線反射回來的功率。差的VSWR會導致電視廣播系統中的陰影，因為從天線反射的信號再次從功率放大器反射，然后重新廣播。在無線通信系統中，陰影將產生類似多路徑的現象。雖然較差的VSWR會降低傳輸質量，但同軸電纜或天線損壞導致的災難性VSWR最壞的情況可能會破壞發射機。測量和控制信號鏈的增益，作為調節發射功率電平的總體努力的一部分。如果傳輸的功率太多或太少，結果將違反排放法規或質量差的鏈接。通過測量正向和反向功率之間的比率來計算反射系數。另一方面，增益是通過測量輸入和輸出功率來計算的。用于測量增益和VSWR的高硬度通用性可以減少整體元件數量。本文將重點介紹可用于在無線發射器中執行這些現場測量的技術。

典型的無線發射器

圖1顯示了典型的無線發射器。它由混合信號基帶電路，上變頻器（通常包括一個或多個中頻或IF），放大器，濾波器和功率放大器組成。這些組件可以位于不同的PCB上，甚至可以物理分離。在所示的示例中，室內單元通過電纜連接到室外單元。在這樣的配置中，可以預期兩個單元具有良好定義的溫度穩定增益。或者，可以期望每個單元提供明確定義的輸出功率。有兩種不同的方法可以實現向天線提供已知功率電平的最終目標：功率控制或增益控制。

通過電源控制，系統依賴于能夠精確測量輸出功率（在本例中使用檢測器D）。一旦測量了輸出功率，系統中某些組件的增益（在這種情況下，可能是IF VGA）就會發生變化，直到在天線上測量到正確的輸出功率。沒有必要知道電路的增益或確切的輸入信號幅度;在輸出功率正確之前，只需改變增益或輸入信號即可。這種方法通常（錯誤地）稱為自動增益控制或AGC。為了正確，它應該被稱為自動功率控制或APC，因為它是功率而非增益被精確調節。

增益控制采用不同的方法。這里，至少兩個功率檢測器用于精確調節完整信號鏈或其一部分的增益。然后將精確的輸入信號施加到信號鏈。許多因素最終決定了使用哪種方法。功率控制只需要一個功率檢測器，并且在組件固定的不可配置發送器中有意義。例如，可以在RF HPA的輸出端測量功率，但可以使用IF VGA進行調整。另一方面，增益控制在可重構系統中可能更有意義，該系統的組件來自不同的供應商。在該示例中，正在測量HPA的輸入功率和輸出功率（使用檢測器C和D），因此可以獨立于電路中的其他塊來調節增益。請注意，功率/增益控制環路可以全部基于模擬或微處理器。在該示例中，增益控制將不太實用，因為兩個所需的檢測器信號（檢測器A和D）在物理上彼此遠離。更實際的方法是獨立控制室內和室外單元的增益。

射頻探測器

直到最近，大多數射頻功率探測器都是使用溫度補償半波整流二極管電路構建的。這些器件在有限的動態范圍（通常為20至30 dB）內提供與輸入電壓成比例的輸出電壓。結果，輸出電壓和輸入功率之間的關系以dBm為指數（見圖2）。雖然溫度補償二極管檢測器的溫度穩定性在高輸入功率（+10至+15 dBm）下非常出色，但隨著輸入驅動減小，溫度穩定性會顯著降低。另一方面，對數檢測器在很大的動態范圍（高達100 dB）內提供與輸入信號對數成比例的輸出電壓。在整個動態范圍內，溫度穩定性通常是恒定的。對數響應器件在增益和VSWR測量應用中具有關鍵優勢。為了計算增益或反射損耗，必須計算兩個信號功率的比率（OUTPUT / INPUT或REVERSE / FORWARD）（見圖3）。必須使用模擬分頻器通過線性響應二極管檢測器執行此計算，但在使用對數響應檢測器時僅需要簡單的減法（因為log（A / B）= log（A） - log（B）） 。與分立實現相比，雙RF檢測器具有額外的優點。當在同一硅晶片上制造兩個器件（在這種情況下為RF檢測器）時，自然傾向于表現得相似。例如，兩種器件都具有類似的溫度漂移特性。在求和節點處，此漂移將取消以產生更溫度穩定的結果。

增益測量示例

圖4顯示了一個增益的發射器使用雙功率檢測器進行調節。所示的簡化發送信號鏈包括高性能IF合成DAC，VGA，混頻器/上變頻器和高功率放大器。高性能DAC，例如AD9786和AD9779，采樣頻率高達500 MSPS及以上，能夠合成中頻輸出（本例中為100 MHz）。在應用于ADL5330可變增益放大器之前，DAC的輸出使用帶通濾波器進行奈奎斯特濾波。方便地，放大器接受差分輸入，該差分輸入可以直接連接到差分濾波器的輸出。反過來，這與DAC輸出相關聯。 VGA輸出使用平衡 - 不平衡變壓器從差分轉換為單端，然后應用于ADL5350混頻器。經過適當的濾波（未示出）后，信號被放大并以30 W（約+45 dBm）的最大輸出功率電平傳輸。

通過檢測DAC輸出和HPA輸出端的功率來測量信號鏈的增益。然后通過調節VGA的增益來調節增益。在DAC和PA輸出端，采集信號樣本并將其饋送到檢測器。在HPA輸出端，定向耦合器用于分接一些通向天線的功率。 AD8364雙通道檢測器的傳遞函數（見圖5）顯示，在所使用的輸出頻率（本例中為2140 MHz）下，檢測器具有最佳線性度和最穩定的溫度漂移，功率電平低于-10 dBm。因此，來自定向耦合器的功率（最大+25 dBm）必須在應用于檢測器之前衰減。如果最大化探測器動態范圍對應用并不重要，則衰減可以保守地設置為41 dB，以便探測器的最大輸入功率為-16 dBm。這仍然留下大約34 dB的有用動態范圍，可以控制增益。為了檢測DAC輸出端的輸入功率電平，定向耦合器在這種低頻下是不切實際的。另外，由于在電路中此點處幾乎沒有或沒有反射信號，因此不需要定向耦合。此外，傳送到VGA的功率為-10 dBm，因此傳送到檢測器的功率僅低6 dB。由于探測器的輸入阻抗為200Ω，VGA的輸入阻抗為50Ω，因此很快就會發現兩個器件可以簡單地并聯連接。兩個輸入端的電壓相同，50至200Ω阻抗比將產生方便的6 dB功率差。在需要高精度測量的情況下，必須注意功率檢測器的溫度穩定性。如果探測器的溫度漂移特性隨頻率變化，則該問題更加復雜。所示的雙檢測器提供溫度補償節點。通過將電壓連接到每個檢測器的ADJ引腳來激活溫度補償（可以使用2.5 V片上基準電壓源的電阻分壓器方便地獲得該電壓）。低頻輸入（ADJB接地）無需補償，而ADJA需要1 V補償電壓，以最大限度地降低2.1 GHz的溫度漂移。雖然應用電路的重點是增益測量，但應注意還可以測量輸入功率和輸出功率。各個探測器的輸出可用，可單獨采樣。因為探測器是對數響應，所以可以簡單地減去它們的輸出以產生增益。該減法在芯片上執行，增益結果作為差分電壓傳送。滿量程差分電壓約為±4 V（偏置高達2.5 V），斜率為100 mV / dB。使用LSB大小為~10 mV（±5 V滿量程）的10位ADC進行數字化，可實現0.1 dB的測量分辨率。

VSWR測量示例

雙對數檢測器也可用于測量天線的反射系數。在圖6中，使用了兩個定向耦合器，一個用于測量正向功率，另一個用于測量反向功率。與前面的示例一樣，在將這些信號應用于檢測器之前需要額外的衰減。 AD8302雙通道檢測器的測量范圍為±30 dB。本例中使用的電平規劃如圖7所示。在本例中，HPA的預期輸出功率范圍為30 dB，+ 20至+50 dBm。在此功率范圍內，應能夠精確測量從0 dB（短路或開路負載）到-20 dB的反射系數。每個AD8302的探測器的標稱輸入范圍為0至-60 dBm。在此示例中，在檢測器輸入處將+50 dBm的最大正向功率填充至-10 dBm。當HPA以+20 dBm的最低功率發射時，探測器的功率為-40 dBm，仍然在其輸入范圍內。

反向路徑的功率填充相同的量。這意味著系統能夠測量高達0 dB的反射功率。如果系統設計為在反射系數降低到某個最小值（例如10 dB）以下時關閉，則可能不需要這樣做，但這是允許的，因為檢測器具有如此多的動態范圍。例如，當HPA發送+20 dBm時，如果天線的回波損耗為20 dB，則反向路徑檢測器將看到-60 dBm的輸入功率。應用電路提供回波損耗的直接讀數，但沒有提供有關絕對正向或反向功率的信息。如果需要該信息，則在增益控制中使用的雙檢測器將更有用，因為它將提供絕對前向和反射功率以及反射系數的測量。在回波損耗測量中使用的雙對數檢測器也提供相位輸出。由于漸進式壓縮對數放大器的主信號路徑中的大增益，輸入信號的有限（幅度飽和）版本是產品的自然。這些限制器輸出相乘，產生一個相位檢測輸出，其范圍為180°，以理想工作點90°為中心。在VSWR應用中，此信息構成反射信號的相位角（相對于入射信號），可用于優化傳輸到天線的功率。

使用單個放大器增益測量對數檢測器和RF開關

圖8顯示了另一種增益測量方法，也適用于VSWR測量。在該應用中，期望測量和控制PA的增益。示例中的PA運行頻率為8 GHz，輸出功率范圍為+20至+50 dBm。這是固定增益PA，因此通過改變輸入功率來調節輸出功率。兩個定向耦合器用于檢測輸入和輸出功率。但是，只有一個對數探測器，因此使用單刀雙擲RF開關將兩個信號交替連接到探測器。 AD8317檢波器在此頻率下的輸入范圍為0至-50 dBm。為了測量增益，交替測量和數字化輸入和輸出功率。然后簡單地減去結果以產生增益。一旦知道增益，就可以通過偏置調整對PA的增益進行任何必要的調整來完成數字控制環路。該示例的電平規劃如圖9所示。使用衰減使RF開關的兩個輸入功率電平靠近并位于探測器的輸入范圍內。

無工廠校準的精確增益測量

除了減少元件數量外，此增益測量方法還有許多有趣的功能。由于使用相同的電路來測量輸入和輸出功率，因此可以在不校準電路的情況下進行精確，溫度穩定的增益測量。查看對數檢測器的名義傳遞函數將有助于理解為什么（參見圖10）。

要計算出未知的PIN，可以將等式重寫為

由于增益是測量輸入功率的差異（兩條路徑的不同衰減水平仍然需要考慮），因此可以寫成

因此，不需要檢測器的截距來計算增益。即使探測器的斜率在不同設備和溫度范圍內變化，如果V OUT1 和V OUT2 彼此接近（可以用很好的水平完成）規劃和由于探測器的有限輸入范圍，斜率的典型值可以直接從數據表中獲取并用于上述計算。

輸出功率監測

在使用單個對數檢測器的增益測量中，測量功率以計算增益，因此所示系統也可用于監測輸出功率。但是，如果沒有工廠校準，這不能精確地完成。要校準電路，必須用功率計暫時更換天線。然后在檢測器的線性范圍內的兩個點處測量輸出功率和檢測器電壓。然后，這些數字將用于計算探測器的斜率和截距。為獲得最佳精度，探測器包括一個溫度補償引腳。在該引腳和地之間連接一個電阻，以便在工作頻率下將溫度漂移降低到大約±0.5 dB（在所示示例中為8 GHz）。因此，無需在整個溫度范圍內進行任何額外校準。

結論

由于其線性dB傳遞函數，對數放大器可以很容易地用于測量收益和回報損失。使用雙設備時，可實現非常高的測量精度。在某些情況下，這可以在沒有工廠校準的情況下實現。在所有情況下，都需要仔細的功率水平規劃，以便功率檢測器以能夠提供良好線性度和溫度穩定性的功率水平驅動。