簡介

從一開始，無線電設計人員面臨的最大挑戰之一就是帶寬的限制。早期，我們的無線電前輩認為，由于探測器的限制，高于幾百kHz的頻率沒有任何價值。像Branly，Fessenden，Marconi和許多其他人一樣，先鋒們一直在努力解決這個問題，直到阿姆斯特朗和利維完善了外差，通過下變頻到較低的頻率來打開頻率更高的頻率，探測器可以利用當時的技術進行充分的處理。雖然通過超外差過程打開了更高的頻率，但帶寬仍然相對有限。

直到最近幾年，處理超過幾十MHz的頻率一直是一個挑戰，并且往往僅限于昂貴的解決方案采用大規模并行無線電技術。長期以來一直希望簡化這種方法并采用一種方法來同時處理盡可能多的帶寬。隨著半導體工藝和單片模數轉換器（ADC）架構的成熟，這種能力在過去幾十年中逐漸發展。從90年代初到現在的適度開始，ADC的直接RF采樣能力已經從奈奎斯特帶寬約20 MHz增加到AD9213等產品的5 GHz以上。

隨著引入AD9213及其支持的大瞬時帶寬，打開了許多新選項，不僅適用于儀器級接收器，還適用于直接RF采樣無線電，SIGINT和雷達。

典型的GSPS ADC對整體性能提出了獨特的挑戰，因為它們由多個并行運行的ADC內核構成，以提高凈采樣率。這些轉換器中的每一個都必須仔細定時和對齊，即使如此，組成轉換器之間的小誤差也會產生大量的頻譜偽影。 1,2,3 此外，ADC必須精確跟蹤模擬輸入信號并仔細檢查對它們進行采樣和數字化以防止正常的線性失真。這兩個挑戰，交錯和原始帶寬，使寬帶寬ADC的設計在需要高保真度的情況下非常具有挑戰性，如在高級無線電和儀器等光譜應用中。

AD9213可以應對挑戰通過實現片上抖動和校準實現的所有信號條件下的出色線性度，產生更高頻率的操作和性能。 CW輸入為4 GHz時，NSD約為-152 dBFS / Hz，SFDR通常優于65 dBc，包括二次和三次諧波。這樣可以實現真正的5G儀器級接收器性能。

除了出色的高頻性能外，低次諧波的行為也與預期的一致。來自線性設備。也就是說，諧波的行為與簡單的多項式所預測的一樣，這對于ADC來說是非典型的。 4 這很重要，因為它確保了大信號和小信號環境下的高性能。

如圖3的功率掃描數據所示，二次和三次諧波遵循基于其輸入電平的預測響應，并且一旦達到測量的本底噪聲，則在較低輸入電平處沒有額外的重現。這很重要，因為它允許在選擇頻率規劃時將這些主要的雜散放置在帶外。四階及以上的雜散產品并不重要。在外差中，必須仔細規劃無線電混頻器馬刺以避免干擾;同樣是直接RF采樣真。

其中直接RF采樣獲

RF采樣是一個有趣的選擇對其他無線電架構。從歷史上看，數據轉換器的功率非常高，以達到適合無線電設計的性能水平。以前的研究表明，對于低成本，低功耗的解決方案，像AD9371這樣的零中頻無線電架構總是名列前茅。這一點很明顯，多年來所有生產手機，藍牙?和類似設備都已遷移到這種架構中，這是有充分理由的。這些是受約束的帶寬系統，但不一定是受約束的性能。對于需要任意窄帶寬的系統，零中頻架構幾乎總是正確的解決方案。然而，在需要任意寬帶寬的應用中，如儀器，雷達和寬帶通信，直接RF采樣一直是目標。在這些應用中，可以理解的是，其他架構提供的一些成本和功率效率可以用于更寬的系統帶寬。

因此，當選擇RF采樣架構時，它旨在覆蓋最寬的帶寬，以確保整體無線電性能。 AD9213等新型RF ADC設計用于提供超過10 GSPS的超快采樣速率和8 GHz以上的采樣帶寬，可為許多應用提供直接RF采樣。

大多數無線電業務的每頻段分配低于75 MHz。使用10 GSPS ADC，頻譜的有效利用率低于奈奎斯特帶寬的2％。在一些研究中，直接RF采樣的功率效率約為零IF架構的1/2。為了提高無線電應用的整體效率，RF采樣提供了一次采樣多個頻段的可能性。

如圖4所示，對于較低的帶寬要求，IF采樣和零IF等傳統架構比直接RF采樣功率低得多。只有當您接近帶寬大約為最新帶寬的2倍時才能獲得零中頻或中頻采樣解決方案功率，直接射頻采樣才有意義。另一種看待這種情況的方法是，與零中頻或中頻采樣解決方案相比，對于受約束的帶寬系統，直接射頻采樣架構的功耗將超過任何其他解決方案的2倍，成本約為其兩倍。

在過去的三十年中，噪聲譜密度（NSD）每年約為1 dB，從商業設備測量，并且從學術評分論文中略微提高。 5 在此期間，重點是交流性能，包括帶寬和SNR /諧波。然而，在過去幾年中，轉換器的性能已達到足以滿足大多數應用的程度，現在焦點已經開始從交流性能轉變為功耗和硅面積（成本）。

在圖6中，采樣率繪制在水平軸上，垂直軸上有品質因數。隨著時間的推移，開發出更快的轉換在給定時間點落在技術前沿附近的設備往往在采樣率方面處于領先地位，并且歷史上功率更高且品質因數（FOM）更低。一旦技術前沿超過了給定的采樣率，那么該速率的新設備就會顯示出改進的品質因數，從而轉化為更低的功率，更小的芯片尺寸以及降低向建筑前端移動的成本。根據Murmann的最新數據集，AD9213正處于技術前沿，這表明該級別的未來轉換器將具有更低的功耗和其他優勢。

趨勢創造了一個有趣的轉變前端的射頻功率由物理學主導，物理學將天線連接器的功率移動到ADC輸入，因此，摩爾定律表明數字功能不具有彈性。因此，隨著轉換器功率在接下來的幾代中繼續下降，主要的功率貢獻者將成為放大器，它們的功耗將保持近似平坦，而今天它可以從ADC中獲得貢獻，包括接口的貢獻更少，而且下降

圖7顯示了一個基本的直接RF采樣架構，包括一串放大器和適當的濾波器。正如預期的那樣，沒有頻率轉換階段，只有放大器用于提高克服ADC本身噪聲所需的信號電平，以及廣泛的RF濾波器，以防止轉換器內部出現不希望的混疊。

至于濾波，兩種方法都是可能的。首先，可以應用盡可能寬的濾波器，注意防止混疊。通常，可以創建寬帶濾波器，提供高達80％的奈奎斯特，并且可以覆蓋具有良好性能的第一或第二奈奎斯特區域。在大多數情況下，由于混疊而使通帶穿過奈奎斯特區域是不合理的，但有些情況下這適用于明確定義的情況。

第二種過濾方法是提供ADC的兩個或多個通帶。 GSPS ADC的一個關鍵優勢是高采樣率有助于非常靈活的頻率規劃和模擬信號的放置。在多頻段無線電的情況下，可以在單獨的RF放大器上配置典型的RF SAW濾波器，以分別處理每個頻段，然后將其相加到ADC中進行采樣。如果它們不在同一頻率上混疊，則這些頻帶中的每一個都可能落入單獨的奈奎斯特區域。每個頻段都有獨立的放大器，可以為每個頻段優化增益，從而最大限度地減少交叉帶減敏并最大限度地提高性能。但是，如前所述，RF功率可能很大，并且存在多頻帶的其他選項。

在某些情況下，可以單獨過濾幾個頻段，但通過單個RF放大器鏈進行放大。這具有以下優點：通過共享單個增益路徑來優化RF鏈中的功率。但是，兩個樂隊之間的表現必須以某種方式進行交易。這意味著如果一個頻段具有需要調整增益的大信號，則會影響另一頻段的性能。在許多情況下，考慮到所需的相對動態范圍，這是可以接受的。圖9中有一個這樣的實現。雖然這個應用專注于手機頻段，但它很容易適應其他應用，包括寬帶儀器，如頻譜分析和采樣范圍。

圖10顯示了具體實現。對于這種設計，SAW濾波器的輸入和輸出匹配網絡經過精心設計，以確保在一個頻段的共振下，另一側的網絡顯示為開路。應該注意，匹配網絡包括集總元件以及傳輸線。以這種方式，兩個不同電路路徑之間的相互作用被最小化。

通過精心設計，可以從這些網絡中獲得相當好的性能。正向傳輸特性如圖11所示。這里，保留每個SAW濾波器的特性而不影響另一個。在這種設計中，Band 1和Band 3是平行的。可以選擇其他頻段或頻率范圍，該方法仍然有效。

對于信號電平規劃，應牢記幾個問題。在使用ADC進行設計時，首先要遵循的規則之一是在ADC前面施加足夠的增益，使前端噪聲淹沒ADC的前沿噪聲。雖然ADC繼續改進，但ADC的噪聲本質上不是高斯噪聲，并且可能導致包含它們的任何系統的性能出現許多問題。 4 圖12顯示了前端差異之間的關系 - 噪聲指的是ADC輸入，ADC噪聲以及對總噪聲的影響。一般原則是將前端噪聲保持在比ADC高10 dB以上。如果遵循，這將確保ADC僅對總噪聲貢獻小于0.4 dB。這可確保系統性能符合預期。

從AD9213數據手冊中，典型的NSD約為-152 dBFS / Hz。標稱滿量程為7 dBm，表示-145 dBm / Hz。前端熱噪聲應達到-135 dBm / Hz，表示增益加上NF至少為39 dB。如圖10所示，該電路提供43 dB的增益和3 dB的NF，使總前端噪聲增加到-128 dBm / Hz。在無輸入條件下，兩者之間的差異對于最大增益約為19 dB。隨著輸入信號的增加，由于所用時鐘源的抖動，ADC本底噪聲會增加幾個dB。

放大并行SAW濾波器所覆蓋的兩個頻段可以提供更多細節。圖14顯示了左側背景噪聲和右側近全尺度CW信號注入的并排比較。觀察寬帶本底噪聲而不是兩個通帶，可以看到當注入大的CW信號時，噪聲基底會在右側略微上升。這是由于時鐘上的抖動與模擬輸入進行卷積。 6 現在比較兩個通帶的噪聲基底，在兩個通帶內的噪聲基底中沒有檢測到增加。這是因為當施加大信號時，來自前端的熱噪聲會淹沒ADC噪聲基底。如果仔細觀察原始數據，可以看到通帶中的本底噪聲增加了大約0.3 dB，相當于根據圖12噪聲的11 dB差異。

圖13提供了已完成無線電的過空測量示例。由于這是一個寬帶無線電，帶寬超過2 GHz且濾波最少，因此可以看到許多信號。左半部分頻譜顯示頻率高達約900 MHz，包括高功率FM和電視廣播。在此之上，直到兩個SAW濾波器的通帶覆蓋2.1GHz（UMTS頻帶1）和1.8GHz（UMTS頻帶3），才能看到最小頻率。通過陰影識別頻帶3，但是兩個頻帶顯示噪聲基底的高度，如通過濾波器的過量前端噪聲所預期的那樣。由于這些測量是在美國進行的，因此在頻段3中檢測到的很少，但是頻段1捕獲了頻段2的下行鏈路的一部分。在此之上，抗混疊濾波器消除了任何剩余信號，噪聲基底很安靜。

結論

雖然各種類型的外差設備繼續主導設計，但寬帶ADC技術已經成熟到可以進行RF采樣的程度適用于曾經由頻率轉換設計主導的廣泛應用。如本文所示，直接采樣寬帶系統存在新的選擇。 AD9213等產品在高于2 GHz的頻率下實現了高保真數字化的可能性，使其成為需要大量瞬時帶寬（包括示波器，分析儀和寬帶/多頻段無線電）的應用的理想選擇。雖然有些人表示這對于GHz RF頻率是不可能的，但AD9213已經突破了這些障礙，并且后代表現出了持續改進的希望。轉換器產品不斷發展和成熟，繼續推動性能和效率的發展，使其成為GHz寬帶系統的理想選擇。