對于需要從高輸入電壓轉換為極低輸出電壓的應用，有不同的解決方案。一個有趣的例子是從48 V轉換到3.3 V.這樣的規范不僅在信息技術市場的服務器應用中很常見，而且在電信中也很常見。

如果是降壓轉換器（降壓（buck）用于這個單一的轉換步驟，如圖1所示，出現了小占空比的問題。占空比是導通時間（主開關打開時）和關閉時間（主開關關閉時）之間的關系。降壓轉換器具有占空比，由以下公式定義：

輸入電壓為48 V，輸出電壓為3.3 V時，占空比為大約7％。

這意味著在1 MHz的開關頻率（每個開關周期為1000 ns）時，Q1開關僅導通70 ns。然后，Q1開關關閉930 ns，Q2開啟。對于這樣的電路，必須選擇允許最小導通時間為70ns或更短的開關調節器。如果選擇了這樣的組件，則還有另一個挑戰。通常，當在非常短的占空比下工作時，降壓調節器的非常高的功率轉換效率會降低。這是因為在電感器中存儲能量的時間非常短。電感需要在關斷期間長時間提供電源。這通常會導致電路中出現非常高的峰值電流。為了降低這些電流，L1的電感需要相對較大。這是因為在導通期間，在圖1中的L1兩端施加了很大的電壓差。

在這個例子中，我們看到電感在導通時間內大約有44.7 V，開關節點側為48 V，輸出側為3.3 V.電感電流通過以下公式計算：

如果電感兩端有高電壓，則電流會在固定時間段內以固定電感上升。為降低電感峰值電流，需要選擇更高的電感值。然而，更高值的電感器增加了功率損耗。在這些電壓條件下，ADI公司的高效LTM8027μModule?穩壓器在4A輸出電流下的功效僅為80％。

今天，一種非常常見且效率更高的電路提高功率效率的解決方案是產生中間電壓。圖2顯示了具有兩個高效降壓（降壓）穩壓器的級聯設置。在第一步中，48 V的電壓轉換為12 V.此電壓在第二個轉換步驟中轉換為3.3 V 。 LTM8027μModule穩壓器在從48 V降至12 V時的總轉換效率超過92％。使用LTM4624執行的第二個轉換步驟（從12 V降至3.3 V）的轉換效率為90％。這使得總功率轉換效率為83％。這比圖1中的直接轉換高3％。

這可能是非常令人驚訝的，因為3.3 V輸出上的所有功率都需要通過兩個獨立的開關穩壓器電路。由于占空比較短以及由此產生的高電感峰值電流，圖1中電路的效率較低。

當將單個降壓架構與中間總線架構進行比較時，還有許多方面需要考慮除了功率效率之外。

這個基本問題的另一個解決方案是ADI公司的新型LTC7821混合降壓控制器。它將電荷泵動作與降壓降壓調節相結合。這使得占空比能夠為2×V IN / V OUT ，因此，可以在非常高的功率轉換效率下實現非常高的降壓比。

圖3顯示了LTC7821的電路設置。它是一種混合降壓同步控制器。它采用電荷泵將輸入電壓減半，采用降壓拓撲結構的同步降壓轉換器。有了它，可以在500 kHz開關頻率下將48 V轉換為12 V的轉換效率超過97％。對于其他架構，只有更低的開關頻率才能實現這種高效率。它們需要更大的電感。

激活四個外部開關晶體管。在操作期間，電容器C1和C2產生電荷泵功能。以這種方式產生的電壓通過同步降壓功能轉換為精確調節的輸出電壓。為了優化EMC特性，電荷泵用于軟開關操作。

電荷泵和降壓拓撲的組合具有以下優點。由于電荷泵和同步開關穩壓器的最佳組合，轉換效率非常高。外部MOSFET M2，M3和M4只需承受低電壓。電路也很緊湊。線圈比單級轉換器方法更小，更便宜。對于該混合控制器，開關M1和M3的占空比為D = 2×V OUT / V IN 。對于M2和M4，占空比計算為D =（V IN - 2×V OUT ）/ V IN 。

對于電荷泵，許多開發人員假設功率輸出限制約為100 mW。帶有LTC7821的混合轉換器開關設計用于高達25 A的輸出電流。為了獲得更高的性能，多個LTC7821控制器可以并聯多相配置連接，并具有同步頻率，以共享總負載。

圖4顯示了不同負載電流下48 V輸入電壓和5 V輸出電壓的典型轉換效率。在大約6A時，達到超過90％的轉換效率。在13 A和24 A之間，效率甚至高于94％。

混合式降壓控制器以緊湊的形式提供非常高的轉換效率。它為具有中間總線電壓的分立兩級開關穩壓器設計提供了一種有趣的替代方案，并為單級轉換器提供了一種有趣的替代方案，該轉換器被迫以非常低的占空比工作。有些設計師更喜歡級聯架構，有些則喜歡混合架構。有了這兩個可用選項，每個設計都應該成功。