高效率的風扇控制電路

最簡單的風扇控制方案是采用一個開關控制風扇，這種方案雖然簡單，但效率非常低，因為風扇提供的制冷能量遠遠高于實際需求。另外，這種開關控制方案產生的噪聲很大。利用脈寬調制技術(PWM)可以提高風扇的工作效率和穩定性，但PWM方案并非當前最好的解決方案。本文提出了兩種替代方案，一種基于線性調節器架構，另一種基于開關調節器架構，它們都可以直接利用PWM調制信號控制3線風扇的轉速，提供更高效率。

典型的風扇控制器可提供PWM信號輸出，對風扇速度進行控制。一般情況下，低頻信號(30~100Hz)通過占空比可調信號控制風扇馬達的導通和斷開，從而調節風扇的轉速。不幸的是，對3線風扇(電源、地和轉速計輸出)電源進行斬波控制會制約轉速計信號(提供給風扇控制器的反饋信號)，因為信號在占空比的低電平期間被截止，從而影響控制環路。一些風扇控制器試圖補償這些影響，但效果不佳。此外，交替地開關風扇還會產生“喀嗒”噪聲。

一種解決方案是采用低通濾波器平滑PWM信號，然后利用平滑后的信號控制線性驅動器。對于12V風扇，控制電壓的典型值為5~12V，可以使用一個廉價的線性調節器驅動風扇。另外，電路中需要引入RC濾波電路對PWM輸出進行平滑處理，然后經過一個運放緩沖或外部調節器對電流進行放大。這種方案原理上是可行的，但是如果沒有額外的保護將很容易造成電路損壞，風扇一旦短路就會損壞整個電路。

通用的線性調節器非常適合風扇驅動應用。線性調節器由運算放大器、導通晶體管、限流器、短路保護電路及高溫保護電路組成，所有功能電路都集成在一個封裝內，價格也非常合理。更重要的是，典型的線性調節器能提供0.5~1.5A的電流，可滿足絕大部分風扇控制的需求。

在典型應用中，控制器將100Hz的PWM信號施加到導通晶體管的基極，根據PWM的占空比觸發風扇電機電流的導通和斷開，從而控制風扇的轉速。圖1電路采用100Hz的PWM信號控制風扇，PWM信號由U1(雙通道溫度監控器MAX6639，帶有兩路自動PWM風扇速度控制輸出)的漏極開路輸出提供。這個電路不是控制導通晶體管的通斷，而是用圖1所示PWM信號控制線性調節器(U2)的輸出電壓。RC濾波電路平滑PWM輸出，時間常數等于R1、R2A和R2B的戴維南等效電阻與電容C1的乘積。

圖1：基于線性調節器的簡單而低成本的風扇控制電路。

U2調節輸出電壓，使V_OUT與ADJ之間的電壓穩定在1.25V。假設不計U1對輸出的影響，則U2的輸出電壓等于1.25V×(1+R2/R1)，其中R2=R2A+R2B。假設要考慮U1的控制作用，則需注意是R2A決定了最小輸出電壓。當U1的PWM極性控制位設置成正極性占空比時，占空比為0%的輸出產生很小的PWM信號，使漏極開路輸出連續導通，等效于R2B短路。在這種情況下，R2A(3.3kΩ)決定最小輸出電壓為4.7V。對保持有效的轉速信號并同時最小化風扇的功耗而言，這個電壓已經足夠低。

R2B與R2A的和確定V_OUT的最大值。當占空比為100%時，漏極開路輸出保持在開路狀態，R2B在分壓網絡表現出最大值，7.5kΩ的R2B對應于12.5V最大電壓。C1和C4是典型的旁路電容，C3為U2的輸出電容，C3被用來平滑輸出電壓并為風扇提供交流電流。

線性調節器驅動方案可以提供有效的轉速控制以及高溫、短路保護，但它的功耗較大。對于低功率風扇，增加額外功耗可能不是問題，但大功率風扇可能無法承受額外的功耗。當電壓差為7V、電流等于500mA時，調節器或者導通晶體管需要消耗3.5W功率，這將帶來散熱問題。但是，風扇通常被用于冷卻其它電路，而不是冷卻風扇控制器本身。

為尋求一種效率更高、功耗更低的電源管理方案，可考慮開關調節器。就像前面介紹的線性調節器驅動方案一樣，開關調節器方案需要對風扇控制器輸出的低頻PWM信號進行平滑和電平轉換。這里的溫度監控器仍選擇MAX6639。

開關調節器具有多種拓撲結構，供應商也很多，因此選擇正確的開關調節器并非易事。針對本文應用的選擇范圍可大大縮小，因為這里采用的開關調節器有一些特殊要求：一是它必須是降壓型的，可以把12V的筆記本電池或外部電池電壓降到5V；二是它必須在風扇短路時提供限流保護，在連接充電器直接工作時承受一定的高壓，并具備內部驅動晶體管和簡單的電壓反饋電路。根據這些標準，我們選擇了如圖2所示的MC33063A(U2)。

圖2：基于開關調節器的高效率的風扇控制電路。

U2被配置成一個傳統的降壓型調節器，因為該電路采用片內晶體管，所以必須保證峰值電流低于1.5A的特定限制值。降壓型設計的峰值電流為I_pk=2I_OUT，因此必須將I_OUTMAX限制在750mA以內。R3被用來限制峰值電流，R3=0.3V/I_pk。當R3=0.5Ω時，峰值電流限制在600mA，從而允許使用額定電流較小的電感和通用的1A肖特基二極管。

為消除聽得到的噪聲，要求選擇適當的C1，將開關調節器的振蕩頻率設置在超聲波頻率范圍內(50kHz)。50kHz的振蕩頻率可提供較高效率，而無需使用大尺寸電感。考慮到最小輸出電壓為5V，選擇L1為50μH。

風扇的輸出電壓為V_OUT=1.25V×(1+R2/R1)，其中R1是R1A與R1B的并聯電阻值。U1的輸出為100Hz的漏極開路信號，當占空比等于100%時，PWM輸出關閉漏極開路輸出晶體管，即斷開R1B與電路的連接。此時，風扇電壓為V_OUT=1.25V×(1+3.6kΩ/1.2kΩ)=5V。當占空比為0%時，PWM輸出為低電平，R1為R1A(1.2kΩ)和R1B(600Ω)的并聯阻值，等于400Ω，此時風扇電壓為V_OUT=1.25V[(1+3.6kΩ)/400Ω]=12.5V。

實際的輸出電壓會略微降低，因為U1的PWM輸出不是以真正的地為參考，實際參考電壓為輸出晶體管導通電阻Rds乘以2mA(即U2第5引腳上的基準電壓1.25V除以R1B的阻值600Ω)。按照上述討論，當占空比為0%時，輸出電壓為12.5V；當占空比為100%時，輸出電壓為5V。通常還可以利用控制位反轉PWM的輸出極性，來輕松獲得相反的結果。

但占空比為50%時，C4平滑PWM輸出。大的容值有助于減小紋波，但會增加響應時間。為平衡響應時間和紋波指標，建議選擇1μF電容。

當第5引腳上的電壓超過1.25V時，U2的滯后反饋信號將關閉輸出。由于采用了簡單的RC濾波電路，當C4電壓超過U2的基準電壓時，在占空比為50%時可以關閉輸出。這種效應可以通過增大輸出電容C2進行補償。C2在負周期為風扇供電。為選擇正確的電容值，必須進行實驗，因為該值與轉速計工作時的最低電壓、最小占空比、風扇噪聲等因素有關。

在圖2中，基于10%的最小占空比、1V輸出紋波電壓，選擇C2的容值為470μF，它在12V時可吸收175mA電流。當然也可以選擇更大容值的電容，但其成本高且尺寸大。大多數風扇通常允許一定的電壓紋波，關鍵是不能使風扇的驅動電壓太低，以致轉速計的工作沒有保障，或者風扇的電壓調節產生噪聲。

最后需要強調的是，圖2電路在調節風扇轉速時比圖1電路具有更高效率。圖3對這兩種電路的效率進行了比較。

圖3：線性穩壓型風扇控制效率(綠色)與開關型風扇控制效率(紫色)的對比。