摘要： 本文提出了一種高效率綠色模式降壓型開關(guān)電源控制器芯片的設(shè)計(jì)方案，特點(diǎn)是采用PWM/ Burst 多模式控制策略提高全負(fù)載條件下的電源轉(zhuǎn)換效率。 由于降低了低負(fù)載和待機(jī)條件下的電源功耗，可減小由電池供電的現(xiàn)代便攜式設(shè)備的靜態(tài)功耗，延長設(shè)備的待機(jī)時(shí)間和電池的壽命。 芯片還實(shí)現(xiàn)了模式轉(zhuǎn)換過程中的平滑過渡以及過沖電壓的抑制。 此外，還引入一種高精度、高效率的片上電流檢測(cè)技術(shù)，進(jìn)一步降低了功耗。 該芯片在115μm BCD （bip ola r2CMOS2DMOS） 工藝下設(shè)計(jì)和制造，測(cè)試結(jié)果表明芯片已達(dá)到預(yù)期的性能要求。

　　1 引言

　　降壓型集成開關(guān)電源控制器廣泛應(yīng)用于各類便攜式設(shè)備中。 近年來，隨著電池供電的便攜式設(shè)備，如手機(jī)、MP3 播放器、PDA 等性能的提高和功能的日趨豐富，對(duì)于開關(guān)電源的效率提出了越來越高的要求。

　　為提高效率和減少片外元器件， 目前應(yīng)用的Buck變換器通常集成了功率開關(guān)和同步整流開關(guān)。 同時(shí)， 為減小片外電感元件的尺寸以適應(yīng)便攜式設(shè)備的應(yīng)用，開關(guān)頻率往往設(shè)置為幾兆甚至更高的數(shù)量級(jí)。 由此帶來的問題是，當(dāng)變換器工作在輕載條件下， 開關(guān)損耗就變成了主要的功率損耗。 而便攜式設(shè)備恰恰常工作于待機(jī)狀態(tài)即輕載工作狀態(tài)下，輕載效率對(duì)于延長電池的使用壽命至關(guān)重要。 因此，提高輕載效率的問題受到了高度關(guān)注。

　　解決上述問題的一種常見方法是在輕載情況下降低開關(guān)頻率，從而使得變換器的效率保持在與重載近似的水平上。 這種技術(shù)有PFM/ PWM 多模式調(diào)制、共柵驅(qū)動(dòng)等，但是它們有一個(gè)共同的缺點(diǎn)：開關(guān)頻率隨負(fù)載調(diào)制，這使片外濾波器的設(shè)計(jì)變得相當(dāng)復(fù)雜。

　　本文提出的綠色模式降壓型功率集成開關(guān)電源控制器芯片采用了Burst/ PWM 多模式調(diào)制技術(shù)，控制變換器在重載下以恒定頻率工作在PWM 模式，而當(dāng)負(fù)載降低到一定程度時(shí)，自動(dòng)切換到Burst 模式并以降低的恒定頻率工作。 其主要優(yōu)點(diǎn)是減少了開關(guān)損耗， 又不增加片外濾波器的設(shè)計(jì)復(fù)雜度。 此外，Burst 模式還可以根據(jù)應(yīng)用的需要，由用戶控制使能或禁止。 并且在模式轉(zhuǎn)換過程中，采用雙基準(zhǔn)法實(shí)現(xiàn)模式轉(zhuǎn)換的平滑過渡和負(fù)載遲滯。 同時(shí)，芯片引入片上電流檢測(cè)技術(shù)以取代傳統(tǒng)的電阻電流檢測(cè)， 在一定程度上減少了功耗。 功率開關(guān)和同步整流開關(guān)的集成也簡化了片外應(yīng)用電路的設(shè)計(jì)。

　　2 系統(tǒng)設(shè)計(jì)

　　本文提出的綠色模式降壓型開關(guān)電源控制器是一個(gè)恒定頻率工作、峰值電流控制模式的Buck 變換器，輸出電壓經(jīng)由片外分壓電阻反饋調(diào)節(jié)，功率開關(guān)和同步整流開關(guān)均由片上集成。 系統(tǒng)原理如圖1 所示。

　　圖1 系統(tǒng)原理圖

　　2. 1 峰值電流PWM控制模式

　　DC2DC 變換器的控制策略主要有電壓型控制和電流型控制兩種。 與電壓型控制相比，電流型控制策略因具有較好的線性調(diào)整率和較為簡單的補(bǔ)償電路等優(yōu)點(diǎn)而被廣泛采用。

　　作者提出的綠色模式Buck 變換器在重載條件下工作時(shí)，采用峰值電流PWM 控制策略。 通常，根據(jù)電感電流檢測(cè)方法的不同，電流型控制又可分為平均電流控制、峰值電流控制、模擬電流控制等不同模式，其中峰值電流控制模式因?qū)斎腚妷汉洼敵鲐?fù)載變化的瞬態(tài)響應(yīng)快、具有瞬時(shí)峰值電流限流功能等優(yōu)點(diǎn)，應(yīng)用最為廣泛。

　　峰值電流控制環(huán)路主要由電流環(huán)和電壓環(huán)構(gòu)成。 控制環(huán)路的工作過程由圖2 所示。 圖中：

　　V sense = Vin - KIsense （1）

　　式中 V in是輸入電源電壓；V sense 是電流檢測(cè)模塊檢測(cè)到的電壓信號(hào)； Isense是檢測(cè)模塊檢測(cè)到的與電感電流成比例的信號(hào)。 另外，圖2 中的V peak 信號(hào)即為受電壓環(huán)控制的預(yù)期要達(dá)到的與電感電流峰值相對(duì)應(yīng)的電壓信號(hào)。

　　圖2 　峰值電流控制過程

　　在每個(gè)周期開始時(shí)，由時(shí)鐘上升沿置位主RS 觸發(fā)器，功率開關(guān)打開，變換器進(jìn)入充電階段，電感電流上升， Isense 上升而V sense 下降。 當(dāng)電感電流達(dá)到峰值， 即V sense達(dá)到V peak時(shí)，電流比較器（ Icomp ） 的輸出復(fù)位RS 觸發(fā)器控制功率開關(guān)關(guān)斷。 這就是電流環(huán)的工作過程。 而電感電流的峰值主要由電壓環(huán)控制。 具體地說，當(dāng)反饋電壓下降到基準(zhǔn)以下時(shí)，誤差放大器（ EA） 輸出上升，限制電流上升峰值的V peak 電壓隨之下降，于是功率開關(guān)的開啟占空比增大，輸出電壓上升，反之亦然。 其中反饋電壓是由輸出電壓經(jīng)過電阻分壓得到的。

　　在功率開關(guān)關(guān)斷的時(shí)間間隔內(nèi)， 傳統(tǒng)的降壓型Buck 變換器采用肖特基二極管作為續(xù)流二極管。 因此，當(dāng)肖特基二極管導(dǎo)通時(shí)，它的導(dǎo)通壓降（典型值013V）引起的功率損耗將是不可避免的。 為了減少導(dǎo)通損耗，引入了同步整流技術(shù)。 同步整流即采用一個(gè)同步功率開關(guān)代替整流二極管。 當(dāng)同步整流開關(guān)導(dǎo)通時(shí)，導(dǎo)通電阻一般在100mΩ 以下，以1A 負(fù)載為例，此時(shí)的導(dǎo)通損耗近似為011W;而對(duì)于導(dǎo)通電壓為013V 的肖特基二極管，損耗近似為013W. 可見在中小功率的應(yīng)用當(dāng)中，同步整流可以有效地提高開關(guān)電源變換器的效率。

　　由于同步整流開關(guān)和肖特基二極管之間工作方式的差異，需同時(shí)引入一些控制電路和保護(hù)電路。

　　首先，在功率開關(guān)和同步整流開關(guān)兩個(gè)開關(guān)轉(zhuǎn)換的瞬間，必須設(shè)置一個(gè)死區(qū)時(shí)間（anti2shoot2thru） 來防止兩個(gè)開關(guān)同時(shí)導(dǎo)通導(dǎo)致輸入電源短路。 在死區(qū)時(shí)間內(nèi)，功率開關(guān)和同步整流開關(guān)都關(guān)斷，此時(shí)電流由同步整流開關(guān)上寄生的二極管續(xù)流，所以在合理范圍內(nèi)死區(qū)時(shí)間越短就越能減少功耗，一般設(shè)計(jì)在10ns 左右（1MHz 工作頻率下） 。

　　其次，同步整流開關(guān)不像肖特基二極管那樣只能單向?qū)щ姡?dāng)變換器工作在斷續(xù)電流模式下，在下一個(gè)周期開始之前，同步整流開關(guān)上的電流就已經(jīng)下降到零并反向，此時(shí)，電感電流反向相當(dāng)于從負(fù)載抽電流，導(dǎo)致能量的浪費(fèi)以及變換器效率的降低。 因此必須設(shè)計(jì)一個(gè)防止同步整流開關(guān)電流反向的檢測(cè)電路（ rever se） 來檢測(cè)電流方向。 本設(shè)計(jì)是利用檢測(cè)SW 點(diǎn)的電壓，當(dāng)電壓從負(fù)變正時(shí)，反向電流比較器控制同步整流開關(guān)關(guān)斷。