高噪聲增益

　　圖 4 中的設計用來測量高端電流，其噪聲增益為 250。OP07C運 算放大器的VOS最大額定值為 150 μV。最大誤差為 150 μV × 250 = 37.5 mV。為了改善性能，采用 ADA4638 零漂移運算放大器。該器件在–40°C至+125°C溫度范圍內的額定失調電壓為 12.5 μV。然而，由于高噪聲增益，共模電壓將非常接近檢測電阻兩端的電壓。OP07C的輸入電壓范圍（IVR）為 2 V，這表示輸入電壓必須至少比正電軌低 2 V。對于ADA4638 而言，IVR = 3 V。

　　圖 4. 高端電流檢測

　　單電容滾降

　　圖 5 中的示例稍為復雜。目前為止，所有的等式都針對電阻而言；但更準確的做法是，它們應當將阻抗考慮在內。在加入電容的情況下（無論是故意添加的電容或是寄生電容），交流CMRR均取決于目標頻率下的阻抗比。若要滾降該示例中的頻率響應，則可在反饋電阻兩端添加電容C2，如通常會在反相運算放大器配置中做的那樣。

　　圖 5. 嘗試創建低通響應

　　如需匹配阻抗比Z1 = Z3 和Z2 = Z4，就必須添加電容C4。市場上很容易就能買到 0.1%或更好的電阻，但哪怕是 0.5%的電容售價都要高于 1 美元。極低頻率下的阻抗可能無關緊要，但電 容容差或PCB布局產生的兩個運算放大器輸入端 0.5 pF的差額可導致 10 kHz時交流CMR下降 6 dB。這在使用開關穩壓器時顯得尤為重要。單芯片差動放大器（如AD8271、 AD8274或 AD8276）具有好 得多的交流CMRR性能，因為運算放大器的兩路輸入處于芯片上的可控環境下，且價格通常較分立式運算放大器和四個精密電阻更為便宜。

　　運算放大器輸入端之間的電容

　　為了滾降差動放大器的響應，某些設計人員會嘗試在兩個運算放大器輸入端之間添加電容C1 以形成差分濾波器，如圖 6 所示。這樣做對于儀表放大器而言是可行的，但對于運算放大器卻不可行。V OUT 將會通過R2 而上下移動，形成閉合環路。在直流時，這不會產生任何問題，并且電路的表現與等式 2 所描 述的相一致。隨著頻率的增加，C1 電抗下降。進入運算放大器輸入端的反饋降低，從而導致增益上升。最終，運算放大器會在開環狀態下工作，因為電容使輸入短路。

　　圖 6. 輸入電容降低高頻反饋

　　在波特圖上，運算放大器的開環增益在 –20dB/dec處下降，但噪聲增益在+20 dB/dec處上升，形成–40dB/dec交越。正如控制系統課堂上所學到的，它必然產生振蕩。一般而言，永遠不要在運算放大器的輸入端之間使用電容（極少數情況下例外，但本文不作討論）。無論是分立式或是單芯片，四電阻差動放大器的使用都非常廣泛。為了獲得穩定且值得投入生產的設計，應仔細考慮噪聲增益、輸入電壓范圍、阻抗比和失調電壓規格。