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按：這是在職時，研究開關電源教學時的另一篇解析。第一篇對機器人電源的解析引起了不少朋友的興趣，再把這篇發出來供同行參考。
研究個人PC電源，必須從開關電源芯片開始。這里是一個PTP-2038電源的實際應用的例子，其分析思路對電源的維修具有普遍意義。
第一部分：TL494芯片
這是一個應用極為廣泛的控制器件，在個人PC電源中，很多使用的都是這個芯片。它是由TI公司生產的。
一．芯片管腳定義
TL494是16腳芯片。
圖1：TL494管腳排列
1腳/同相輸入：誤差放大器1同相輸入端。
2腳/反相輸入：誤差放大器1反相輸入端。
3腳/補償/PWM比較輸入：接RC網絡，以提高穩定性。
4腳/死區時間控制：輸入0-4VDC電壓，控制占空比在0-45%之間變化。同時該因腳也可以作為軟啟動端，使脈寬在啟動時逐步上升到預定值。
6腳/RT：振蕩器外接定時電容。振蕩頻率：f=1/RTCT。
7腳/GND：電源地。
8腳/C1：輸出1集電極。
9腳/E1：輸出1發射極。
10腳/E2：輸出2發射極。
11腳/C2：輸出2集電極。
12腳/Vcc：芯片電源正。7-40VDC。
13腳/輸出控制：輸出方式控制，該腳接地時，兩個輸出同步，用于驅動單端電路。接高電平時，兩個輸出管交替導通，可以用于驅動橋式、推挽式電路的兩個開關管。
15腳/反相輸入：誤差放大器2反相輸入端。
16腳/同相輸入：誤差放大器2同相輸入端。
二．基本特性
1．具有兩個完整的脈寬調制控制電路，是PWM芯片。
2．兩個誤差放大器。一個用于反饋控制，一個可以定義為過流保護等保護控制。
3．帶5VDC基準電源。
4．死區時間可以調節。
5．輸出級電流500mA。
6．輸出控制可以用于推挽、半橋或單端控制。
7．具備欠壓封鎖功能。
三．結構原理
圖2給出了TL494的內部原理框圖。
圖2：TL494內部原理框圖
芯片內部電路包括振蕩器、兩個誤差比較器、5VDC基準電源、死區時間比較器、欠壓封鎖電路、PWM比較器、輸出電路等。
1．振蕩器：
提供開關電源必須的振蕩控制信號，頻率由外部RT、CT決定。這兩個元件接在對應端與地之間。取值范圍：RT：5-100k，CT：0.001-0.1uF。
振蕩頻率：f=1/RTCT。
形成的信號為鋸齒波。最大頻率可以達到500kHz。
2．死區時間比較器：
這一部分用于通過0-4VDC電壓來調整占空比。當4腳預加電壓抬高時，與振蕩鋸齒波比較的結果，將使得D觸發器CK端保持高電平的時間加寬。該電平同時經過反相，使輸出晶體管基極為低，鎖死輸出。4腳電位越高，死區時間越寬，占空比越小。
由于預加了0.12VDC，所以，限制了死區時間最小不能小于4%，即單管工作時最大占空比96%，推挽輸出時最大占空比為48%。
圖3：死區時間比較器單獨起作用時的波形
圖3給出了死區時間比較器單獨作用時的工作相關波形。
3．PWM比較器及其調節過程：
由兩個誤差放大器輸出及3腳（PWM比較輸入）控制。
當3端電壓加到3.5VDC時，基本可以使占空比達到0，作用和4腳類似。但此腳真正的作用是外接RC網絡，用做誤差放大器的相位補償。
常規情況下，在誤差放大器輸出抬高時，增加死區時間，縮小占空比；反之，占空比增加。作用過程和4腳的死區控制相同，從而實現反饋的PWM調節。0.7VDC的電壓墊高了鋸齒波，使得PWM調節后的死區時間相對變窄。
如果把3腳比做4腳，則PWM比較器的作用波形和圖3類似。然而，該比較器的占空比調節，要在死區時間比較器的限制范圍內起作用。
單管工作方式時，VCK直接控制輸出，輸出開關頻率與振蕩器相同。當13腳電位為高時，封鎖被取消，觸發器的Q、Q非端分別控制兩個輸出管輪流導通，頻率是單管方式的一半。
4．5VDC基準電源：
這個5VDC基準電源用于提供芯片需要的偏置電流。如13腳接高電平時，及誤差放大器等可以使用它。基準電源精度5%，電流能力10mA，溫度范圍0-70度。
5．誤差放大器：
兩個誤差放大器用于電源電壓反饋和過流保護。
這兩個放大器以或的關系，同時接到PWM比較器同相輸入端。反饋信號比較后的輸出，送PWM比較器，以和鋸齒波比較，進行PWM調節。
由于放大器是開環的，增益達到95dB。加之輸出點3被引出，使用時，設計者可以根據需要靈活使用。
6．UC封鎖電路：
用于欠壓封鎖，當Vcc低于4.9VDC，或者內部電源低于3.5VDC時，CK端被鉗位為高電平，從而使輸出封鎖，達到保護作用。
7．輸出電路：
輸出電路有兩個輸出晶體管，單管電流500mA。其工作狀態由13腳（輸出控制）來決定。
當13腳接低電平時，通過與門封鎖了D觸發器翻轉信號輸出，此時兩個晶體管狀態由PWM比較器及死區時間比較器直接控制，二者完全同步，用于控制單管開關電源。當然，此時兩個輸出也允許并聯使用，以獲得較大的驅動電流。
當13腳接高電平時，D觸發器起作用，兩個晶體管輪流導通，用于驅動推挽或橋式變換器。
第二部分：個人計算機電源電路
與一般開關電源相同，個人計算機電源也分為輸入電路、變換器、輸出電路及控制電路四個主體部分。
傳統的計算機電源電路使用兩個GTR作為功率開關器件，構成半橋電路拓補。控制電路與變換器，變換器與輸出電路都采用了變壓器隔離。
圖4是一個典型的計算機電源的原理圖。
一．輸入電路
圖5：個人計算機電源的輸入電路
輸入電路從220VAC電源接入，經過C1、R1、T1、C4、T6、C2、C3等過濾環節，以抑制高頻諧波干擾及浪涌。T1、T6還有降壓作用。
4管全波橋進行整流，輸出直流電壓。經過T平波，送變換器電路。
C5、C6的中間引出線用于變換器半橋開關電路的公用主通路，C5、C6、R2、R3同時提供半橋開關交替工作時必須的電流通道。這一部分實際屬于后面的變換器電路。
NTCR1為負溫度系數熱敏電阻，用于溫度補償。壓敏電阻Z1、過流電阻Z2分別用于過壓、過流保護。
上部開關230/115V用于230V和115V進口電源轉換。
二．變換器電路
圖6：計算機電源的變換器電路
上圖是電源的變換器部分。參照原來我們介紹的半橋式拓補結構（如圖7），我們發現，這實際上是個半橋式隔離變換器。
圖7：半橋式隔離開關變換器
其輪換過程是：半周1為Ui—Q1—T2-3—T3—C7-—C6—Ui，半周2為Ui—C5—C7—T3—T2-3—Q2—Ui。由這個過程可知，C5、C6、C7兩個半周中，輪流處于充放電狀態。R2、R3作為C5、C6的并聯電阻，也參與換流過程。
兩個管子的基極偏置由脈沖變壓器T2-1、T2-2分別提供，這兩個脈沖變壓器是由控制電路控制的。脈沖變壓器的電壓脈沖經過整流，再經R6/R7、R10/R11分壓，送晶體管基極。
C9、C10用于二極管兩側電壓鉗位，保護二極管不被損壞。D1、D2用于兩管同時關斷期間的續流，防止損壞晶體管。C8、R4用于變壓器泄放通路，防止管子全部關斷時過壓。
三．輸出電路
圖8給出了電源的輸出電路。
（一）、主輸出通路及+5V、-5V、+12V、-12V
該電路T3為變壓器原邊，受半橋變換器電路控制。變壓器中心抽頭被接地，A、B、C、D依次提供+12V、+5V、-5V、-12V等的交流輸入電源。通過不同變比的隔離變壓器付邊抽頭，產生了+5V、-5V、+12V、-12V、3.3V等多等級電源輸出。
這些電源全部采用雙管全波整流。虛線內為平波電抗器，L1-C30、L2-C37、L3-C38、L4-C39、C36等用于濾波。
C25、R49用于變壓器副邊去耦。
+12VDC、+5VDC輸出被引回，作為電壓反饋信號，送回控制電路，構成負反饋，以實現PWM調節。
（二）、+3.3V電路
+3.3VDC電源依靠獨立的反饋調節電路來實現穩壓。
由于L6繞組是反激的，其整流橋前端交流輸入電壓為：
Ui3.3=UBC-UL6-Uf3.3
其中Uf3.3是來自于Q13集電極的反饋信號經隔離二極管D32后獲得。
3.3V輸出信號經過953R、R76分壓，控制TL431基準電源輸入。TL431輸出用于基極電阻R74前的電平鉗位，作為比較基準。R72提供基準電源及基極偏置電流。R73、C33用于431芯片的相位補償。Q13集電極電位經過去耦電容（10nF）及隔離二極管D32，送回整流橋前端，正好形成負反饋，達到穩壓的目的。
圖8：計算機電源的輸出電路
四．控制電路
這個電路（圖9）使用了兩個集成芯片，TL494和LM393。TL494是電源控制芯片，LM393為雙比較器芯片。下面分解分析各單元的原理。
圖9：計算機電源的控制電路
（一）啟動電路
變壓器T6的輸入電源為輸入電路的輸出直流Ui，變壓后，從中心抽頭引出，經D30整流，送12腳Vcc。同時+12VDC輸出經過隔離二極管D、電容C21去耦，送回12腳Vcc。
T6、D30僅能提供電源啟動時的芯片偏置。一旦開始工作，電源將由+12VDC經D、C21供電。因此，這是一個自激型電源電路。
（二）振蕩電路
通過芯片TL494的5腳外接電容C11（1.5nF）和6腳外接電阻R16（12k），確定了該電源的振蕩頻率為：
f=1/RTCT=1/(12x103x1.5x10-9)≈55.6KHz。
（三）電壓反饋電路
圖10：電壓反饋電路
根據局部電路，加以整理，得到上面的電壓反饋電路。可以看出，系統從+12V、+5V分別引回反饋信號，做加法運算后送比較器1的同相端，作為反饋。
補償端3和反相端2之間外接了R18-C1，構成PI調節器。
輸出反饋電壓越高，上面電路的3腳輸出越高，使得芯片輸出死區越寬，從而降低占空比，進而降低電源電壓；反之亦然。這樣就實現了電源電壓的負反饋調節過程。
（四）輸出控制電路
圖11：輸出控制電路
TL494的13腳輸出控制被直接接到芯片+5VDC參考電源，輸出電路工作在雙管驅動方式。
8、11腳為芯片兩個輸出的集電極，接外部晶體管Q3、Q4的基極。R13、R14即作為Q3、Q4的基極偏置，也是芯片輸出晶體管的上拉電阻。Q3、Q4分別驅動脈沖變壓器T2的兩個原邊繞組，對應的兩個副邊繞組T2-1、T2-2驅動變換器的兩個半橋晶體管。
Q3、Q4的兩個并聯二極管用于電路斷電時的續流，防止高壓損壞晶體管。
D7、D8構成直流通路，是偏置電路的一部分，并有電平移動作用；由于發射極被墊高，使得Q3、Q4可以可靠關斷。C11用于構成交流通路，可提高交流增益，同時對二極管兩端有電壓鉗位作用，避免損壞二極管。
（五）過壓保護電路
圖12：過壓保護電路
圖中，+5V、-5V、+3.3V、-12V在左側構成加法電路結構，經D9、D27隔離后，送三極管Q6基極。ZD1、ZD3用來設置比較門檻。如果出現過壓，Q6將飽和導通，把Q5基極拉到地電位，Q5飽和導通。此時，一個高電平（約4VDC）通過Q5管被送到TL494死區時間控制端（4腳），TL494輸出因死去接近100%而被封鎖。
+12V經過D、D15、R45、D14被送到Q7基極前端，當過壓時，Q7飽和導通，促使Q5基極為低電平，Q5也飽和導通。這樣，+5V電源就通過Q5送到TL494死區時間控制端（4腳），使芯片輸出封鎖。
D12、R30把Q5集電極電位引回Q6基極，有正反饋作用，可以加快晶體管的翻轉速度，使電源在過壓時快速反應。
D13被用于向PS-ON電路提供一個偏置。
（六）第二電源電路
圖13：第二電源電路
第二電源無論整個電源是否開啟，只要市電有輸入，就處于工作狀態。T6的原邊電路實際上是個振蕩器，其振蕩經T6變壓器變壓后輸出。
當送電時，Q12集電極通過T6原邊，基極通過R55、R56獲得偏置，而進入導通狀態。T6輔助繞組電動勢上正、下負，電流（向下）逐步增加，并經C3、R56、Q12基極對C3反向充電。Q12進入飽和狀態。隨著T6的電流達到最大值，并開始減小，大多數開始反向。這時，T6電動勢上負下正，和電容反向充電后的上負下正電壓疊加，加到Q12基極，使其截止。接著，C3開始向T6輔助繞組放電，T6電流減小逐步過零，電動勢又變成上正下負，Q12基極電位重新抬高直至飽和導通。
D28、C19、R57及D31、C32、R58用于變壓器繞組的釋放回路，穩壓管用于抬高Q12基極翻轉電壓，以調節翻轉周期。
輸出分兩路：一路經過D30整流后送TL494做Vcc電源，一旦T494啟動，其本身5VDC開始工作，作為芯片所需要的5V偏置。另一路經D29送后面的三端電源器件78L05，生成5VDC電源。
C36用于保護二極管D29。其后是標準的三端電源電路。
輔助電源如果丟失，計算機休眠后主板將無法喚醒電源重新啟動。
（七）PS-ON電路
這部分用于計算機的喚醒。當主板休眠時，PS-ON為3.6V，當主板喚醒時，該點被主板繼電器接地。
圖14：PS-ON電路
當計算機休眠時，PS-ON信號為3.6V，Q10、Q1飽和導通，TL494的4腳電位約為4.7V。此時，占空比接近于零，輸出被禁止。
計算機要喚醒時，PS-ON被接地。Q10、Q1截止。TL494的死區時間控制端（4腳）為地電位，允許占空比接近最大值，電源輸出被開放。
（八）POWERGOOD電路
LM393是一個雙比較器電路。管腳排列：
1：比較器1輸出。2：比較器1反相端。3：比較器1同相端。
4：接地Gnd。5：比較器2同相端。6：比較器2反相端。
7：比較器2輸出。8：電源Vcc。
圖15：POWERGOOD電路
常規情況下，PS-ON接地，開環運放2的輸出7被置為高電平。該高電平經R40被引回比例放大器1的同相輸入端，使其輸出PS-OK為高電平。這個高電平被送主板，表示電源系統正常。
在系統待機時，主板PS-ON斷開，+5V信號使得放大器2輸出低電平，該低電平送放大器1的同相端，放大器1也輸出低電平。PS-OK為低，主機停止工作，并進入待命狀態。
如果是剛喚醒計算機系統，C18的作用是使PS-OK的建立滯后于電源系統幾百毫秒，這樣保證計算機系統在電源系統先工作正常后，再接收到PS-OK信號，恢復工作。
（九）其它輔助控制電路
誤差放大器2的同相輸入端被接地，反相輸入端接VREF（+5VDC），這樣TL494的誤差放大器2強制輸出低電平。由于片內誤差放大器輸出端二極管的隔離作用，誤差放大器2實際上不起作用。
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工商網監
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