反激式開關電源是指使用反激高頻變壓器隔離輸入輸出回路的開關電源。“反激”指的是在開關管接通的情況下，當輸入為高電平時輸出線路中串聯的電感為放電狀態;相反，在開關管斷開的情況下，當輸入為高電平時輸出線路中的串聯的電感為充電狀態。與之相對的是“正激”式開關電源，當輸入為高電平時輸出線路中串聯的電感為充電狀態，相反當輸入為高電平時輸出線路中的串聯的電感為放電狀態，以此驅動負載。

反激式開關電源原理--工作模式

反激式開關電源的電路結構比較簡單，在小功率電路中應用非常廣泛，在15kw光伏逆變器中用到的兩個電源都是這種結構。反激式開關電源有三種工作模式：連續模式、非連續模式以及臨界模式。在非連續工作模式中，功率管零電流開通，開通損耗小，而副邊二極管零電流關斷，可以不考慮反向恢復問題，對EMC會有一些好處。

反激式開關電源電路圖（一）

在開關芯片的漏極D 側可以利用VDZ 和VD 兩個二極管對高頻變壓器的漏感產生的尖峰電壓進行箝位，可保護μ的D-S 極間不被擊穿。例如VDZ 可以選用瞬態電壓抑制器P6K200， 其反向擊穿電壓為200 V.VD 采用反向耐壓為600 V 的UF4005（＄0.0444） 型超快恢復二極管，亦稱阻塞二極管。

圖6給出了由TOPSwitch 構成的反激式電源的原理圖。其工作過程如下： 輸入交流電經整流橋BR1 整流后再經電容C1 濾波，變為脈動的直流電。反激式變壓器與TOPSwitch 將存儲于電容C1 的能量傳遞給負載。當TOPswitch 開關管導通時，電容C1兩端的電壓加到反激變壓器的原邊，流過原邊繞組的電流線性增加（ 如若在MOSFET 開關管導通的瞬間變壓器副邊電流不為零，則由于副邊感應電勢反向，二極管D2 截止，副邊電流變為零，然而磁芯內的能量不能突變，故原邊電流躍變為副邊電流的1/ K，K 為變壓器變比），變壓器儲存能量; 當MOSFET 開關管關斷時，電感原邊電流由于沒有回路（ 此時，穩壓管VR1的擊穿電壓因高于原變壓器的感應電勢而截止） 而突變為零，變壓器通過副邊續流，副邊電流為TOPswitch 開關管關斷時原邊電流的K 倍，副邊繞組通過二極管D2 對電容C2 充電，此后，流過變壓器副邊的電流線性下降。二極管D1 與穩壓管VR1 并接于變壓器的原邊以吸收由于變壓器原邊的漏感而產生的高壓毛刺。電阻R1、穩壓管V R2、光耦U2 與電容C5 構成了電壓反饋電路以保證輸出電壓穩定。電阻R2 與VR2 構成一假負載，以保證當電源空載或輕載時輸出電壓穩定。電感L1 與電容C3 構成LC 濾波器以防止輸出電壓脈動過大。二極管D3 與電容C4 構成一整流電路以提供光耦U2 光電三極管的偏置電壓。電感L2 、電容C6 和C7 用于降低系統的電磁干擾（ EMI） 。

圖6 反激式電源的應用原理圖

圖7分別給出了輸入電壓220 V （ 交流），輸出功率為40 W; 輸入電壓85 V （ 交流），輸出功率為24 W和輸入電壓85 V（ 交流），輸出功率為40 W 時的輸出電壓波形。

圖7 不同電壓輸入條件下的電壓仿真輸出波形

反激式開關電源電路圖（二）

單端反激式開關電源的典型電路如圖三所示。電路中所謂的單端是指高頻變換器的磁芯僅工作在磁滯回線的一側。所謂的反激，是指當開關管VT1 導通時，高頻變壓器Ｔ初級繞組的感應電壓為上正下負，整流二極管VD1處于截止狀態，在初級繞組中儲存能量。當開關管VT1截止時，變壓器Ｔ初級繞組中存儲的能量，通過次級繞組及VD1 整流和電容Ｃ濾波后向負載輸出。

單端反激式開關電源是一種成本最低的電源電路，輸出功率為20－100Ｗ，可以同時輸出不同的電壓，且有較好的電壓調整率。唯一的缺點是輸出的紋波電壓較大，外特性差，適用于相對固定的負載。

單端反激式開關電源使用的開關管VT1 承受的最大反向電壓是電路工作電壓值的兩倍，工作頻率在20－200kHz之間。

反激式開關電源電路圖（三）

控制電路基于7535+431+817的方案，調節環路參數，使其滿足參數要求。R104，C16和D9組成RCD吸收電路，吸收漏感能力。R81，R82和C19組成整流管的吸收電路，可以降低輻射EMC。

調大C16，可以降低Vds的過沖電壓，調低R104可以更充分地吸收漏感能量，過低會造成過吸收，增大系統熱功耗，“相生相克”。

圖一過壓保護

圖二控制電路

反激式開關電源電路圖（四）

開關電源電路圖如圖2所示。在此功率轉換電路中，采用單端反激式變換器，單端是因為其高頻變壓器的磁芯只工作在第一象限。按變壓器的副邊開關整流器二極管的接線方式不同，單端變換器可分為兩種：正激式與反激式。原邊主功率開關管與副邊整流管的開關狀態相反（開關管導通時，副邊的整流二極管截止）稱為單端反激式。當原邊加到高電平激勵脈沖使Q1導通，直流輸入高頻變壓器的原邊兩端，此時因副邊是上負下正，使整流二極管截止;當驅動脈沖為低電平使Q1截止，原邊兩端極性反向，使副邊繞組兩端變為上正下負，則整流二極管被正向導通，此后變壓器副邊的磁能向負載釋放。因此單端反激式變換器只是在原邊Q1導通時儲存能量，當它截止時才向負載釋放，故高頻變壓器在開關過程中，既起變壓隔離作用，又是電感儲能元件。

在交流電源的輸入端接入的電磁干擾濾波器，由共模扼流圈L1、C2和C3構成，C2和C3的中點應接地，用來抑制共模干擾.C1用來濾波，濾除串模干擾，電容量較大。鑒于開關管 BU508A在關斷的瞬間，高頻變壓器的漏感會產生尖峰電壓，利用C8、R3和D1組成鉗位電路，C9的作用是濾除開關管集電極的尖峰電壓，決定自動重啟動頻率，C9和R4一起對控制回路進行補償，同時C9和R4還起原邊快速復位的作用，能有效的保護開關管不被損壞。

圖2 開關電源電路圖

反激式開關電源電路圖（五）

圖1所示為常規的硬開關反激式轉換器電路。這種不連續模式反激式轉換器（DCM）一個工作周期分為三個工作區間：（t0~t1）為變壓器向負載提供能量階段，此時輸出二極管導通，變壓器初級的電流通過NpNs的耦合流向輸出負載，逐漸減小。

MOSFET電壓由三部分疊加而成：輸入直流電壓VDC、輸出反射電壓VFB、漏感電壓VLK。到t1時刻，輸出二極管電流減小到0，此時變壓器的初級電感和和寄生電容構成一個弱阻尼的諧振電路，周期為2πLC。在停滯區間（t1~t2），寄生電容上的電壓會隨振蕩而變化，但始終具有相當大的數值。當下一個周期t2節點，MOSFET導通時間開始時，寄生電容（COSS和CW）上電荷會通過MOSFET放電，產生很大的電流尖峰。由于這個電流出現時MOSFET存在一個很大的電壓，該電流尖峰因此會做成開關損耗。此外，電流尖峰含有大量的諧波含量，從而產生EMI。

反激式開關電源電路圖（六）

單端反激開關電源采用的是穩定性很好的雙環路反饋的控制系統，所以它可以通過開關電源的PWM迅速調整脈沖占空比，從而在每一個周期內對前一個周期的輸出電壓和低級線圈充磁峰值電流進行有效調節，達到穩定輸出電壓的目的。這種反饋控制電路的最大特點是：在輸進電壓和負載電流變化較大時，具有更快的動態響應速度，自動限制負載電流，補償電路簡單。