引言

在48V輸入電信系統(tǒng)中，100W到250W的電源便足以滿足許多應用的需求。正向轉(zhuǎn)換器是這些應用的理想選擇。在更低輸出電壓下，次級電路中的同步整流可提高效率和簡化系統(tǒng)散熱設計。有源鉗位正向轉(zhuǎn)換器可以很好地服務于這些應用，因為同步整流的易于實現(xiàn)性。

在大多數(shù)情況下，正向轉(zhuǎn)換器的輸出電流常常被設定在約30A。超過該電流值，便很難管理次級電路的電感設計和傳導損耗。從功率的角度來看，主電路（許多并聯(lián)FET）成為250W以上額定功率的一個限制因素。在一些大功率系統(tǒng)中，必須轉(zhuǎn)而使用一種不同的拓撲結(jié)構(gòu)，例如：全橋等，或者并行操作兩個或者更多正向轉(zhuǎn)換器以增加輸出功率。

對于使用二極管整流其輸出的一些并聯(lián)電源，負載共用IC非常有效。二極管整流電源允許僅從電源吸取電流。但是，使用同步整流器的電源同時可以提供和吸取功率，其會損毀一些負載負載共用控制器。在啟動時更是如此，因為反饋環(huán)路被主控制器的慢啟動電路主導，而兩個并聯(lián)電源會嘗試把輸出調(diào)節(jié)至不同的電壓水平。通過交錯式兩個單獨功率級可以避免出現(xiàn)這些問題。本文為您介紹一種5V、300W交錯式隔離式電源，其通過一個標準36V-72V電信輸入驅(qū)動。

交錯式功率級的設計

在本設計舉例中，把電源分成兩個交錯式功率級，這樣做可以把每個相次級電路的電流減少至30A。這比單相電源所要求的60A要易于管理得多。我們需要對兩個相進行設計以承載30A以上的電流，目的是容許相位誤差。功率級設計的第一步是選擇電源變壓器的匝數(shù)比和電感。這種有源鉗位正向轉(zhuǎn)換器的一個特點是，它能夠工作在50%以上的占空因數(shù)下。最大占空因數(shù)最好不要超過75%，這樣變壓器的重置電壓才不會過高。本例中，36V輸入時，4.5：1的匝數(shù)比可帶來約63%的占空因數(shù)。在200kHz下對每個相進行開關(guān)操作，可在尺寸和效率之間提供一種較好的平衡。把主電感設置在100μH，可確保開關(guān)過渡期間有足夠的磁化電流來驅(qū)動功率MOSFET的換向整流。次級電感和開關(guān)頻率決定鉗位中諧振電容器的值。在這種情況下，0.1μF電容器可產(chǎn)生50kHz的諧振頻率。

輸出電感的選擇與所有降壓轉(zhuǎn)換型拓撲一樣。使用2 μH電感情況下，輸入為72V最大值時，每個相的峰到峰紋波電流達到8.5A。考慮到20%的相位誤差，該電感必須能夠在不飽和的情況下承載至少41A的峰值電流。

輸出電容器的選擇，需滿足負載瞬態(tài)引起的輸出紋波電壓和電壓偏移要求。功率級交錯式可抵消一些輸出電容器紋波電流。紋波電流抵消的多少取決于占空因數(shù)和兩個相位之間的相角。僅當兩個相位同步為異相180°且占空因數(shù)為50%時，紋波電流全部抵消。紋波電流的降低，減少了基于紋波電壓要求和電容器RMS額定電流所要求的電容器數(shù)量。就本設計而言，每個4A RMS額定使用4個180μF聚合物電容器，便足以讓峰到峰紋波電壓保持在50 mV以下。如果必要，我們還可以增加更多的電容，以支持大負載瞬態(tài)。

選擇主MOSFET也很簡單。峰值漏電壓是輸入電壓和諧振變壓器重置電壓的和。RMS主電流包括反射負載電流和變壓器磁化電流。重要的是，選擇最少的高成本效益晶體管，并讓每個晶體管的功耗始終為可控。就本設計而言，每個相位均使用兩個并聯(lián)150V、50mΩ MOSFET，并且每個FET的最大功耗約為700mW。

圖1說明了如何在有源鉗位正向轉(zhuǎn)換器的每個相位中實現(xiàn)自驅(qū)動同步整流器。一套同步整流器（Q4、Q5和Q6）有通過變壓器反射的輸入電壓，而另一套（Q1、Q2和Q3）則有反射到次級端的變壓器重置電壓。選定匝數(shù)比時，額定30V的MOSFET足以滿足該設計的要求。這些組件中大多數(shù)功耗均產(chǎn)生自傳導損耗。每個相位的并聯(lián)多個7mΩ MOSFET導致每個FET出現(xiàn)約800mW的最大損耗。它可以確保結(jié)溫不至于過高，即使20%相位誤差時也是如此。柵極驅(qū)動組件Q12、Q13、Q15和Q16服務于兩個功能。首先，它們保護MOSFET柵極免受開關(guān)波形上電壓尖峰的損害。其次，它們提供一個緩沖功能，這樣變壓器的次級繞組便不會直接連接至大量的柵極電容。對于確保功率MOSFET在開關(guān)過渡期間能夠迅速換向整流，這一點很重要。

圖 1 自驅(qū)動同步整流器的柵極驅(qū)動調(diào)節(jié)電路

圖2描述了如何把兩個控制器并聯(lián)在一起，讓它們共用一個公共反饋信號和軟啟動電路。利用峰值電流模式控制，每個功率級都表現(xiàn)為一個電流源，其由反饋引腳的電壓控制。一個單誤差放大器通過同時控制兩個控制器的反饋引腳來調(diào)節(jié)輸出電壓。兩個相位之間的電流失衡基本由控制器內(nèi)部的偏差變化以及電流檢測容差和斜率補償來決定。圖3顯示了一個可導致兩個相位間最大誤差的總?cè)莶畹母飨嚯娏髋c反饋電壓對比曲線。在高負載水平下時，這并不會成為問題，因為一個級剛好承受更大的負載。但是，在輕負載狀態(tài)下，誤差會允許一個相吸取電流，從而迫使另一個相提供額外電流。這導致輕負載損耗的增加。當對電流限制編程時，還必須考慮相位失衡問題。

圖 2 共用反饋網(wǎng)絡和軟啟動電路的交錯式控制器

通過指定一個控制器為主控制器而另一個為從控制器，來實現(xiàn)同步。從控制器的時鐘頻率比主時鐘頻率低10%，從而確保同步。主控制器的柵極驅(qū)動信號用作從控制器的時鐘頻率。需要一些調(diào)節(jié)組件，以對同步脈沖的大小和持續(xù)時間進行調(diào)整。

為了正確啟動，計時至關(guān)重要。必須在任一芯片的VDD電壓降至UVLO OFF水平以下之前完成啟動，否則沒有一個控制器能夠啟動。把兩個軟啟動引腳綁到一起，確保兩個轉(zhuǎn)換器同時開始啟動序列。在出現(xiàn)故障時，這種方法允許通過對軟啟動電容放電來關(guān)閉兩個控制器。

圖 3 偏差變化可導致相位電流失衡

圖4顯示了這種電源的效率。標稱輸入為48V且負載電流為60A時，電源的效率大于92%。轉(zhuǎn)換器可以轉(zhuǎn)換得到一個獨立、穩(wěn)定的5V，無需中間總線，并且功耗最小。它簡化了系統(tǒng)設計，并減少了上游AC/DC整流器的功率需求。

圖 4 同步整流帶來非常高的效率

結(jié)論

總之，交錯式有源鉗位正向功率級可帶來一種高性價比、高效率的設計。設計必須考慮兩個相位之間的電流失衡，并確保正確同步和啟動。如果設計得當，交錯式操作可擴大有源鉗位正向轉(zhuǎn)換器的實用功率范圍至500W左右，可輕松支持高達60A的負載電流。

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