即使是對經驗最豐富的電源設計人員來說，要在一個小體積內實現電源效率最大化也不是一件容易的事。需要小型電源設計的設備有很多，在給定時間內，這類設備可能需要為負載提供數百瓦的功率。對于高度限制小于1U的系統，強制空氣冷卻也許不可行，這意味著必須采用成本高昂的大表面積薄型散熱器來實現散熱管理。

　　AC/DC電源就是輸入為交流，輸出為直流的電源模塊。其中在這模塊內部包含有整流濾波電路，降壓電路和穩壓電路。在AC/DC電源轉換應用中，要求有較寬的輸入范圍，通常要求：85V~265V的交流輸入，輸出電源轉換效率要求高，同時能有效提高節能性能，滿負載效率在AC/DC電源設計中是一項主要考慮因素。提高AC/DC轉換器效率，實現更好的節能性能的方法，是綠色能源的倡導。

　　在大多數情況下，工作在這些功率水平的AC-DC電源需要某些類型的有源功率因數校正（PFC）。將功率半導體直接焊接到PCB板上然后再粘貼到底盤上，而不是使之絕緣并把它們用螺栓固定到底盤上。考慮到熱粘貼材料的成本，整個組裝成本將會下降。這也減少了電源的尺寸并減少了設備連接處溫度約10攝氏度，從而可將平均無故障時間間隔大約增加一倍。對于AC-DC電源，一般把一個非隔離離線升壓預轉換器用作PFC級，其DC輸出電壓作為下游隔離DC- DC轉換器的輸入。由于這兩個轉換器是彼此串聯的，故總體系統效率ηSYS為每個轉換器的效率的乘積：

　　（1）

　　由式（1）顯然可見，一種具有眾多高效特性的系統解決方案是結合交錯式雙臨界傳導模式（BCM） PFC與隔離式DC-DC轉換器，其中，前者后面跟著不對稱半橋（AHB），后者采用了帶自驅動同步整流器的倍流整流器次級端。

　　圖1.12V、300W、小型通用 AC-DC電源。

　　對于300W-1kW范圍的PFC轉換器，應該考慮選擇交錯式臨界傳導模式（BCM）PFC，因為在相似的功率水平下，它的效率要高于連續傳導模式 （CCM）PFC控制技術。交錯式BCM PFC基于一種可變頻率控制算法，在這種算法中，兩個PFC升壓功率級彼此同步180度錯相。由于具備有效的電感紋波電流消除，EMI濾波器和PFC輸出電容中常見的高峰值電流得以減小。輸出PFC大電容受益于紋波電流消除是因為流經等效串聯電阻（ESR）的AC RMS電流減小。另外，由于升壓MOSFET在依賴于AC線的零電壓開關（ZVS）下關斷，在零電流開關（ZCS）下導通，故可以進一步提高效率。對于 350W的交錯式BCM PFC設計，MOSFET散熱器可去掉，如圖1所示。另一方面，CCM PFC設計中使用的升壓MOSFET則易受與頻率相關的開關損耗的影響，而開關損耗與輸入電流及線電壓成比例。通過在零電流時關斷交錯式BCM升壓二極管，可避免反向恢復損耗，從而允許使用成本低廉的快速恢復整流二極管，而且在某些情況下可以無需散熱器。PFC轉換器工作時的固有特點是：輸出電壓調節采用電壓型PWM控制時9穩態占空比Du為常數（即導通時間Ton為常數），輸人電流接近于正弦波。因此，控制電路中無須乘法器和電流控制，就可以實現功率因數校正。

　　對于隔離式DC-DC轉換器設計，半橋是一個很好的拓撲選擇，因為它有兩個互補驅動的初級端MOSFET，且最大漏源電壓受限于所加的DC輸入電壓。LLC通過可變頻率控制技術，利用與功率水平設計相關的寄生元素來實現ZVS。不過，由于經調節的DC輸出只使用電容濾波，這種拓撲最適合的是輸出紋波較低、輸出電壓較高的應用。

　　AHB主要用于高性能模塊（如CPU、DMA和DSP等）之間的連接，作為SoC的片上系統總線，它包括以下一些特性：單個時鐘邊沿操作;非三態的實現方式;支持突發傳輸;支持分段傳輸;支持多個主控制器;可配置32位~128位總線寬度;支持字節、半字節和字的傳輸。AHB系統由主模塊、從模塊和基礎結構 AHBInfrastructure）3部分組成，整個AHB總線上的傳輸都由主模塊發出，由從模塊負責回應。基礎結構則由仲裁器、主模塊到從模塊的多路器、從模塊到主模塊的多路器、譯碼器（decoder）、虛擬從模塊（dummy Slave）、虛擬主模塊（dummy Master）所組成。

　　對于300W，12V DC-DC轉換器，AHB是一種高效的選擇。由于初級電流滯后于變壓器的初級電壓，故可為兩個初級MOSFET的ZVS提供必要條件。類似于LLC，利用 AHB實現ZVS的能力也取決于對電路寄生元素的透徹了解，比如變壓器漏電感、匝間電容和分立式器件的結電容。相比LLC控制中采用的可變頻率控制方法，固定頻率方案可以大大簡化次級端自驅動同步整流（SR）的任務。自驅動SR的柵極驅動電壓很容易由變壓器次級端推算出來。增加一個低端MOSFET驅動器，比如圖2所示的雙路4A FAN3224驅動器，就可以精確給出通過MOSFST米勒平坦區的電平轉換和高峰值驅動電流。

　　圖2.FAN3224，利用 倍流整流器實現自驅動同步整流（SR）。

　　這種倍流整流器可用于任何雙端電源拓撲和大DC電流應用，它具有好幾個突出的特性。首先，其次級端由一個簡單繞組構成，可簡化變壓器結構。其次，由于所需的輸出電感被分配在兩個電感器上，因大電流流入次級端而產生的功耗得到更有效的分布。第三，作為占空比（D）的函數，兩個電感紋波電流彼此抵消。抵消掉的兩個電感電流之和擁有兩倍于開關頻率的視在頻率（apparent frequency），故允許更高的頻率，此外流入輸出電感的峰值電流更低。

　　加在次級端整流器上的電壓不對稱可能是AHB的缺點之一。當AHB在其限值D=0.5附近工作時，加載的SR電壓幾乎可達到匹配。然而，更合理的方案是，通過對變壓器的匝數比進行設計，使D在額定工作期間保持在0.25。

　　調節器之后是一個帶自驅動SR的不對稱半橋DC-DC轉換器，如圖1所示。

　　表1.小型AC-DC電源設計規格

　　表1中的規格是對全部設計要求的簡單小結。主要設計目標如下：

　　1.在盡可能寬的范圍上獲得最大效率。

　　2.實現盡可能小的設計尺寸。

　　3.散熱器的使用和尺寸最小化。

　　在盡可能寬的負載范圍上獲得最大效率需要對每一個功率水平的材料和元件選擇進行仔細考慮，尤其是在磁性設計方面。由于交錯式BCM PFC的頻率可能高至數百kHz，且變化多達10:1，升壓電感必需定制設計。采用適當等級的等效多股絞合線可以盡量減小AC損耗，而AC損耗正是BCM PFC升壓電感中銅損耗的主要部分。應該采用適合于高頻工作的開氣隙的鐵氧體材料，得的PFC效率如圖3所示。

　　圖3.交錯式BCM PFC 測得的效率 （100%=330W）。

　　對于300W小型 AHB變壓器，一種解決方案是采用兩個水平磁芯結構：初級端繞組串聯，次級端繞組并聯。在一個不到20mm的小型元件上設計橫截面積150mm2的傳統形狀的磁芯是不可能的事情。最后一個重要設計步驟是把AHB變壓器中的漏電感量控制在允許范圍之內。對于ZVS，需要某些特定的漏電感值，對于自驅動SR，需要調節時序延遲。在本設計中因變壓器產生的有效泄漏被優化為7μH，也就是總體有效磁性電感的1.5%。300W AHB DC-DC轉換器測得的效率結果如圖4所示。

　　圖4.AHB 390V to 12V/25A，DC-DC 測得的效率（100%=300W）。

　　滿負載效率主要由轉換器功率水平的傳導損耗來決定，因此，在這些條件下，幾乎沒有一種控制器有所助益。不過，要保持較高的輕載效率，倒有好幾種控制器技術可供考慮。FAN9612是一款交錯式雙BCM PFC控制器，其利用一個內部固定最大頻率鉗位來限制輕載下和AC輸入電壓的過零點附近的與頻率相關的Coss MOSFET開關損耗。在AC線電壓部分VIN》VOUT/2期間，采用谷底開關技術來感測最佳MOSFET導通時間，進一步降低Coss電容性開關損耗。另一方面，當VIN

　　圖5.PFC 相位管理 （1→2， 19%=64W ;2→1， 12%=42W）。

　　AHB隔離式DC-DC轉換器的實現方案可采用AHB控制器FSFA2100來實現。這種先進的集成度讓設計人員利用較少的外部元件即可獲得高達 420W的極高效率。把這三大關鍵功能整合在單個封裝中，可避免對ZVS所需的死區時間的編程任務，并把內部驅動器與MOSFET之間的柵極驅動寄生電感減至最小。SIP功率封裝中的功耗大部分源于內部MOSFET的開關，因此需要一個小型擠壓式散熱器，尤其是對無強制空氣冷卻的300W設計。

　　總的AC-DC 系統包括輸入EMI濾波器、橋式整流器、交錯式BCM PFC 和 AHB DC-DC，它獲得的總體效率如圖6所示。在Vin=120VAC時，該設計峰值效率為91%;Vin=230VAC 時為92% ;Vin=120VAC 或 230VAC ，以及POUT》38% （114W）時，大于90%。

　　圖6.測得的總體系統效率（包含了EMI濾波器）。

　　磁性元件設計、功率半導體選擇、PCB版圖、散熱器選擇以及控制器特性，所有這些都必須完全協同工作，才能成功實現一個在大負載范圍上可獲得高效率的小型AC-DC電源設計。對于一個特定應用，根據系統的具體要求，可能有一個以上的理想解決方案。