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遲滯比較器又可理解為加正反饋的單限比較器。單限比較器，如果輸入信號Uin在門限值附近有微小的干擾，則輸出電壓就會產生相應的抖動（起伏）。在電路中引入正反饋可以克服這一缺點。
遲滯比較器電路組成
遲滯比較器是一個具有遲滯回環特性的比較器。圖XX_02a所示為反相輸入遲滯比較器原理電路，它是在反相輸入單門限電壓比較器的基礎上引入了正反饋網絡，其傳輸特性如圖XX_02b所示。如將vI與VREF位置互換，就可組成同相輸入遲滯比較器。
遲滯比較器電路
圖1a給出了一個遲滯比較器，人們所熟悉的“史密特”電路即是有遲滯的比較器。圖1b為遲滯比較器的傳輸特性。
不難看出，當輸出狀態一旦轉換后，只要在跳變電壓值附近的干擾不超過ΔU之值，輸出電壓的值就將是穩定的。但隨之而來的是分辨率降低。因為對遲滯比較器來說，它不能分辨差別小于ΔU的兩個輸入電壓值。遲滯比較器加有正反饋可以加快比較器的響應速度，這是它的一個優點。除此之外，由于遲滯比較器加的正反饋很強，遠比電路中的寄生耦合強得多，故遲滯比較器還可免除由于電路寄生耦合而產生的自激振蕩。
遲滯比較器的計算公式
遲滯比較器的輸出VO與輸入VI不成線性關系，輸出電壓的轉換臨界條件是
門限電壓VP（同相輸入端的電壓）≈VN（反相輸入端的電壓）=VI（參考基準電壓）
VP=VN=［（R1×VREF）/（R1+R2）］+［（R2×VO）/（R1+R2）］（公式-1）
根據輸出電壓VO的不同值（VOH或VOL）可以分別求出上門限電壓VT+和下門限電壓VT-分別為：
VT+={［1+（R1/R2）］×VREF}-［（R1/R2）×VOL］（公式-2）
VT-={［1+（R1/R2）］×VREF}-［（R1/R2）×VOH］（公式-3）
那么門限寬度為：
ΔVT=（R1/R2）×（VOH-VOL）（公式-4）
例如：
已知工作電壓=12V
基準電壓VREF=1V
輸入電壓VI=1～5V
R1=1000Ω=1KΩR2=1000000Ω=1MΩ
反饋系數=R1/（R1+R2）=0.000999
比較器輸出電壓VOH=12V，VOL=0V
而比較器的門限寬度/輸出電壓=反饋系數
即反饋系數×輸出電壓=門限寬度
0.000999×12=0.011988≈0.012V
根據（公式-2）VT+={［1+（R1/R2）］×VREF}-［（R1/R2）×VOL］
={［1+（1000/1000000）］×1}-［（1000/1000000）×0］
=1.001-0
=1.001（V）
根據（公式3）VT-={［1+（R1/R2）］×VREF}-［（R1/R2）×VOH］
={［1+（1000/1000000）］×1}-［（1000/1000000）×12］
=1.001-0.012
=0.989（V）
根據（公式-4）ΔVT=（R1/R2）×（VOH-VOL）
=（1000/1000000）×12
=0.012（V）
驗證VT+-VT-=1.001-0.989=0.012（V）
可以通過改變R2達到改變反饋系數來調節ΔVT的范圍。
例如將R2改為10KΩ時，則
ΔVT=（R1/R2）×（VOH-VOL）
=（1000/10000）×12
=1.2（V）
例如將R2改為100KΩ時，則
ΔVT=（R1/R2）×（VOH-VOL）
=（1000/100000）×12
=0.12（V）
遲滯比較器計算
遲滯比較器的電路圖如圖6.3所示。該比較器是一個具有遲滯回環傳輸特性的比較器。由于正反饋作用，這種比較器的門限電壓是隨輸出電壓V0的變化而變化。在實際電路中為了滿足負載的需要，通常在集成運放的輸出端加穩壓管限幅電路，從而獲得合適的Voh和Vol。
圖6.3遲滯比較器圖 ? ?6.4遲滯比較器電壓傳輸特性
由圖6.3可知：
電路翻轉時：
遲滯比較器的回差計算
忽略運放的飽和壓降，6.4V正翻轉前，運放輸出端等于接地，狀態見圖1，要反翻轉，利用方程③，即可求出應該的R3數值。
當反翻轉前，運放輸出端等于等于Q1的發射結飽和壓降（設為0.7V），狀態見圖2，要反翻轉，利用方程②，則反翻轉輸入信號電壓Ui的值可計算出，這個值與6.4V有回差。但是不一定是1V。
如果要求回差等于1V，則計算較為復雜，不僅僅涉及到R3，還要涉及到R4或者R5的值，公式如下：
新設反翻轉電壓Ui=5.4……①
再設定R4或者R5中任意一個的數值，將方程①代入原來的方程②中，得到
（5.4-2）/R4=2/R5+（2-0.7）/R3……②
Vi=2=6.4×（R5//R3）/（R4+R5//R3）……③
以上兩式組成二元方程組，這個方程組中，僅有兩個未知數R3、R4（或R5）。解出這個方程組，就能得到當回差等于1V時，對應的R3、R4（或R5）應該的數值。
遲滯比較器電壓傳輸特性
工商網監
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