電力數據采集A/D轉換器的選擇方案

0 引 言

當今社會對電能質量的要求越來越高，國家還專門制定了電能質量的國家標準。因此，電能質量的測量越來越得到電力用戶的重視。電能測量時，從電網的數據采集結果對其精度的影響起著致關重要的作用，而這其中影響最大的是把模擬信號轉換為數字信號的模數轉換器(ADC)，往往A／D芯片的技術參數和指標就決定了整個數據采集系統的性能指標。本文就電能測量ADC的選擇作了綜述。

1 A／D轉換器的技術參數

A／D轉換器的技術參數反映了其性能特點，其主要的指標有以下幾個：

(1)分辨率：分辨率反映A／D轉換器對輸入微小變化響應的能力，通常用數字輸出最低位(LSB)所對應的模擬輸入的電平值表示。

(2)精度：精度有絕對精度和相對精度兩種表示方法。絕對誤差：是指對應于一個數字量的實際模擬輸入電壓和理想的模擬輸入電壓之差的最大值，通常以數字量的最小有效位(LSB)的分數值來表示。相對誤差：是指整個轉換范圍內，任一數字量所對應的模擬輸入量的實際值與理論值之差，用模擬電壓滿量程的百分比表示。

(3)轉換時間：轉換時間是指完成一次A／D轉換所需的時間，即由發出啟動轉換命令信號到轉換結束信號開始有效的時間間隔，其倒數稱為轉換速率。例如MAX125的轉換時間為3μs，其轉換速率約為330多kHz。

(4)電源靈敏度：電源靈敏度是指A／D轉換芯片的供電電源的電壓發生變化時，產生的轉換誤差。一般用電源電壓變化1％時相應的模擬量變化的百分數來表示。

(5)量程：量程是指所能轉換的模擬輸入電壓范圍，分單極性、雙極性兩種類型。

A／D轉換器實際工作時，都會引入一些誤差，主要包括：靜態誤差、孔徑誤差和量化誤差。各種誤差都是以最低有效位(LSB)作為計算單位。1 LSB定義為VREF／2n，定義中的VREF是指參考電壓，而n則是模擬／數字轉換器的分辨率。例如，14位模擬／數字轉換器的1 LSB是VREF／16 384。

(1)靜態誤差：當轉換一個直流信號時，靜態誤差可由失調誤差、增益誤差、非線性誤差和微分非線性誤差表示。

失調誤差：失調誤差就是實際ADC轉換函數曲線與理想轉換曲線間得偏移，即實際曲線發生了平移現象。

增益誤差：增益誤差就是滿量程誤差與失調誤差之差。

非線性誤差：非線性誤差就是指轉換器的實際傳輸特性曲線與它的平均傳輸特性曲線之間的最大偏差。

微分非線性誤差；它表示了輸出碼與其相鄰代碼的間隔，是通過測量輸入電壓的變化，并轉換到以LSB為單位，也就是我們通常所說的的±1LSB，±0.5LSB等指標。

(2)孔徑誤差：由于采樣時鐘或輸入信號的噪聲，使得采樣和保持之問延遲引起的誤差。 (3)量化誤差：A／D變換器的量化誤差決定于A／D變換器的轉換特性，這種誤差是由轉換特性造成的，是一種原理性誤差，無法消除。A／D變換器選定以后，其量化誤差也隨之確定了。量化誤差和分辨率是統一的，量化誤差是由于有限數字對模擬數字進行離散取值(量化)而引起的誤差。因此，量化誤差理論上為一個單位分辨率，即1LSB，提高分辨率可減少量化誤差。

上述這些誤差構成了A／D變換器的總誤差。在考慮上述各種誤差的綜合影響時，A／D變換器的總誤差應該用各種誤差的均方根來表示。

2 A／D轉換器選擇的理論分析

2.1概 述

采樣處理過程受ADC轉換精度和轉換速率的限制。一方面，對于具體的模數轉換器，它的數據位所能代表的精度是由ADC的轉換位數來決定的。另一方面，每一個模數轉換器的轉換數據在被讀取之前都要有轉換時間。數據位越多，則轉換時間越長，相應的轉換速率也就越慢。這就要求ADC的轉換精度和轉換速率之間做出一個折衷的解決辦法。對轉換精度和轉換速率要求越高，模數轉換越困難，根據現在的市場上可提供的和價格合理的模數轉換器，文獻[3]作了一個大概的估計。如圖1所示，它描述了ADC的轉換精度與轉換速率之問的一種關系。

圖1的左邊上方的區域代表的是容易獲得的，到右邊的底部區域則幾乎是不可能實現的。中間的那條實線表示的是當前市場上，在合理的價格基礎上，可以提供的典型的ADC的性能。它們做為現在已有的ADC性能的代表，可以在電能質量測量中選用，例如MAX125。

2.2轉換精度

對于一個已經給定轉換位數的ADC，它對信號所能離散的數據位的水平是固定的。一個14位的ADC提供16 384的離散水平。如果信號為雙極性的AC信號，則總的數據位通常在正極性和負極性之間平均分配。對于ADC，它們所能離散的數據水平必須足夠包括預期信號的最高幅度，同時，在大小次序上、無間斷的、相鄰的、數據位之間必須足夠的小，以保證所需要的精確度。

在諧波測量中，有代表性的基波的頻率成分是含量最大的成分。因此，ADC的動態范圍要求設置在能容納100％的基本成分中間。然而，要求的精度取決于所要測量的最小幅度。對于諧波范圍的測量，它最小的幅度由最小的畸變率所決定。存國家諧波測量的標準中，對于規定的畸變率，諧波測量要求在±5％的準確度。

2.3轉換速率

ADC的轉換速率越高，價格也越高，一般只有低頻的瞬時現象才通過通用的ADC來進行測量，對于特高頻的瞬時現象，則只有特殊的設備才能進行測量。而對于通常的低頻瞬時現象，轉換速率在10 kHz到100 kHz之間的轉換器就已經足夠了。

2.4采樣方法

諧波監測時，常需要幾路信號同時采樣，筆者就做過8路信號的同步采樣。一般有以下3種方法：

(1)間隔掃描方法：它是一種模擬同時采樣的方法。圖2說明了這種間隔掃描方法。

對于這種方法，在采樣兩個通道之間，存在一個非常小的時間誤差ts。這個時間誤差ts實際上是ADC的采樣周期，它由ADC的最大轉換速率所決定。例如，當使用一個采樣速度為200 kHz的ADC時，則采樣計時誤差為5 μs。

T是掃描周期，它是一個可調整的值，它根據所測量的現象而進行設置。對于高達50次諧波的測量，最小的掃描速率為5 kHz或T≤200 μs。如果是一個200 kHz的ADC，則每一個通道的時間誤差ts都應保持在5μs內，對于50次諧波(50 Hz×50=2.5 kHz即周期為400μs)來說，它的相位誤差粗略為：(5μs／400μs)×360°=45°。諧波次數越高，則誤差的角度就越大。如果一個ADC被多個通道所分享，則計時誤差對于第一個通道和最后一個通道是不同的，它等于N×ts，，這里N等于ADC所供分享的總通道數。

(2)交替采樣法：所謂交替采樣法．就是進行數據采集時在被測信號的一個周期內，比如要采樣256點，其中128個奇數點為電壓采樣點，128個偶數點為電流采樣點。采電壓和采電流的時差為△t=T／256(T是被測信號周期)，由此引起的同相電壓和電流的相位誤差為360°×f×n×△t，式中f為被測信號頻率，n為諧波次數。由此式可知相位誤差隨時差△t、諧波次數n增大而增大。

(3)同步采樣法：筆者采用過同相的4路電壓和4路電流的同步采樣，分時傳輸的方法。這種方法不存在時差問題，相位差也就不存在，但要求每個通道都要有一個采樣保持電路。

3設計實例

這里是一個基于DSP(TMS320C545)的電力諧波監測儀，根據以上分析，其數據采集的AD芯片對于德州儀器公司的ADS7864和MAXIM公司的MAX125都是不錯的選擇，這里采用了后者。因為要采樣A，B，C三相電壓和電流，共6路模入通道，為了保證6路工頻信號之間保持正確的相位關系，應該同步采樣數據，而一片MAX125最多只能轉換4通道差動信號，所以用了兩片MAX125，其數據采集接口框圖如圖3所示。

兩片MAX125 a和b設置成3路差動順序采樣模式。每片MAX125在模擬信號輸入前都接有信號調理電路，其作用是對電網高壓進行隔離和抗混疊濾波，并將輸入電平轉換成芯片正常工作時的電壓，這部分在圖中沒有表示出來。本裝置在進行諧波分析時，為了達到需要的測量精度，6路模入信號要求在每個工頻周期內的采樣點不少于1 024個點，然后留下盡量均勻的512點，再進行快速傅立葉變換，為了保證精度，只取前50次諧波。這就要求6路信號轉換的時間得小于20 ms／1 024≈19.5 μs且要留足夠的余量。因為MAX125每個通道的信號轉換需要3μs，則每片MAX125三個通道依次轉換需要3×3 μs=9μs。所以這里兩片MAX125要并聯連接，同時啟動它們，使得它們同時完成3路電壓和3路電流的采樣保持和轉換，只需要3×3μs=9 μs的時間，再加上讀取數據的時間，比起19.5μs來，還有很大的余量，當然如果使兩片MAX125采用"串聯"工作方式，其A／D轉換時間就是18μs也小于19.5μs，但余量不夠。

TMS320C545的I／O工作電壓是3.3 V，MAX125的數字端工作電壓是5 V，所以它們之間必須加由5 V轉換到3.3 V的電平轉換芯片，反過來，由TMS320C545送到MAX125的信號是在MAX125的允許范圍內，不會造成損壞，所以就不必進行電平轉換了。

電網頻率為50.60 Hz時，利用本電力諧波監測儀所測定的各次諧波波畸變率的測量誤差的方均根值見表1，其測量的效果是令人滿意的。

4結 論

電能測量時，AD芯片對其精度的影響起著致關重要的作用。測量電能質量的ADC必須有足夠的動態范圍去滿足信號的最高的幅度，同時又要保持足夠的位數去獲得必須的準確度。而且，它的采樣速率必須足夠的高，以便于采樣信號中的最高頻率成分。