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介紹了一種有源箝位Flyback變換器ZVS實現方法，并對其軟開關參數重新設計。該方案不但能實現主輔開關管的ZVS，限制輸出整流二極管關斷時的di/dt，減小整流二極管的開關損耗，同時也有效地降低了開關管的電壓應力。
?? 關鍵詞：零電壓開關；電流反向；有源箝位
Flyback變換器由于其電路簡單，在小功率場合被普遍采用。但是，由于變壓器漏感的存在，引起開關管上過高的電壓應力。普通的RCD嵌位Flyback變換器其漏感能量消耗在嵌位電阻R上，開關管上電壓應力的大小取決于消耗在嵌位電阻上能量的大小。消耗在嵌位電阻上的能量越多，開關管的電壓應力就越低，但也影響了整個變換器的效率，因此，普通的RCD嵌位Flyback變換器總存在著開關管電壓應力與整個變換器效率之間的矛盾。
輕小化是目前電源產品追求的目標。而提高開關頻率可以減小電感、電容等元件的體積。但是，開關頻率提高的瓶頸是開關器件的開關損耗，于是軟開關技術就應運而生。一般，要實現比較理想的軟開關效果，都需要有一個或一個以上的輔助開關為主開關創造軟開關的條件，同時希望輔助開關本身也能實現軟開關。
電路如圖1所示，其兩個開關S1及S2互補導通，中間有一定的死區以防止共態導通。變壓器激磁電感Lm設計得較大，使電路工作在電流連續模式（CCM），如圖2的iLm波形所示。而電感Lr設計得較小（Lr?Lm），使流過Lr的電流在一個周期內可以反向，如圖2的iLr波形所示。考慮到開關的結電容以及死區時間，一個周期可以分為8個階段，各個階段的等效電路如圖3所示。其工作原理如下。
1）階段1〔t0，t1〕該階段S1導通，Lm與Lr串聯承受輸入電壓，流過Lm及Lr的電流線性上升。
V2=Vin(Lin/Lm+Lr)??? （1）
由于Lr?Lm，所以式（1）可簡化為
V2≈Vin??? (2)
2）階段2〔t1，t2〕t1時刻S1關斷，Lm及Lr上的電流給S1的輸出結電容Cr1充電，同時使S2的輸出結電容Cr2放電。t2時刻S2的漏源電壓下降到零，該階段結束。
圖2
??? 3）階段3〔t2，t3〕當S2的漏源電壓下降到零之后，S2的寄生二極管就導通，將S2的漏源電壓箝位在零電壓狀態。Lr和Lm串聯與嵌位電容Cclamp諧振，Cclamp上電壓vc緩慢上升，v2上電壓也緩慢上升。
圖2
??? 3）階段3〔t2，t3〕當S2的漏源電壓下降到零之后，S2的寄生二極管就導通，將S2的漏源電壓箝位在零電壓狀態。Lr和Lm串聯與嵌位電容Cclamp諧振，Cclamp上電壓vc緩慢上升，v2上電壓也緩慢上升。
v2=(Lm/Lm+Lr)vc??? （3）
4）階段4〔t3，t4〕t3時刻S2的門極變為高電平，S2零電壓開通。流過寄生二極管的電流流經S2。此時間段依然維持Lr和Lm串聯與嵌位電容Cclamp諧振，v2緩慢上升。
5）階段5〔t4，t5〕t4時刻v2上升到一定的電壓使副邊二極管D導通，v2被嵌位在－NVo。Lr與Cclamp諧振。在保證t5時刻Lr電流反向的情況下，其諧振周期應該滿足
6）階段6〔t5，t6〕t5時刻Lr上的電流方向為負，此電流一部分使S1的輸出結電容Cr1放電，另一部分對S2的輸出結電容Cr2充電。t6時刻S1的漏源電壓下降到零，該階段結束。
7）階段7〔t6，t7〕當S1的漏源電壓下降到零之后，S1的寄生二極管就導通，將S1的漏源電壓箝在零電壓狀態，也就為S1的零電壓導通創造了條件。此時，Lr上的承受電壓v1為
v1=Vin＋NVo?? （5）
Lr上電流快速上升。流過副邊整流二極管D電流iD則快速下降。
diD/dt=－N[Vin+NVo]/Lr+NVo/Lm)??? （6）
考慮到Lr?Lm，式（6）可簡化為
diD/dt=－N(Vin+NVo)/Lr??? （7）
8）階段8〔t7，t8〕t7時刻S1的門極變為高電平，S1零電壓開通，流過寄生二極管的電流流經S1。t8時刻副邊整流二極管D電流下降到零，D自然關斷，電路開始進入下一個周期。
可以看到，在這種方案下，兩個開關S1和S2實現了零電壓開通，二極管D自然關斷。
2 軟開關的參數設計
假定電路工作在CCM狀態。由于S2的軟開關實現是Lr與Lm聯合對Cr1及Cr2充?電，而S1的軟開關實現是單獨的Lr對Cr1及Cr2充放電。因此，S2的軟開關實現比較容易，而S1的軟開關實現相對來說要難得多。所以，在參數設計中，關鍵是要考慮S1的軟開關條件。
電流連續模式有源嵌位Flyback變換器ZVS設計步驟如下所述。
2.1 變壓器激磁電感Lm的設定
由于Lr的存在，變換器的有效占空比Deff（根據激磁電感Lm的充放電時間定義，見圖2）要小于S1的占空比D，但是由于t5～t8時刻iLr的上升速度非常的快，所以可近似地認為Deff=D。這樣，根據Flyback電路工作在CCM條件，則
式中：η為變換器效率；
fs為開關頻率；
PoCCM為變換器的輸出功率。
在實際設計中，為了保證電路在輕載時也能工作在電流連續模式，Lm一般取為
2.2 電感Lr的設定
為了實現S1的ZVS，t5時刻儲存在Lr內的能量足以令S1的輸出結電容Cr1放電到零，同時使S2的輸出結電容Cr2充電到最大。即
??? 式中：vds=vds1=vds2≈Vin＋NVo；
??? 式中：vds=vds1=vds2≈Vin＋NVo；
Cr=Cr1＋Cr2。
根據式（4）取定合適的諧振周期可以令
??? 2.3 電容Cclamp的設定
??? 2.3 電容Cclamp的設定
根據式（4）有
??? 在滿足式（15）的前提下，取定合適的Cclamp令iLrmax=iLrmin。
??? 在滿足式（15）的前提下，取定合適的Cclamp令iLrmax=iLrmin。
2.4 死區時間的確定
為了實現S1的ZVS，必須保證在t6到t7時間內，S1開始導通。否則Lr上電流反向，重新對Cr1充電，這樣S1的ZVS條件就會丟失。因此，S2關斷后、S1開通前的死區時間設定對S1的ZVS實現至關重要。合適的死區時間為電感Lr與S1及S2的輸出結電容諧振周期的1/4，即
嚴格地講，開關管輸出結電容是所受電壓的函數，為方便起見，在此假設Cr1與Cr2恒定。
2.5 有效占空比Deff的計算
有效占空比Deff比開關管S1的占空比D略小。
Deff=D－ΔD（17）
[(Vin+NVo)/Lr]ΔDT≈2(P/DVin)??? （18）
ΔD≈2PLrfs/DVin(Vin+NVo)??? （19）
代入式（17）得
Deff=D－2PLrfs/(DVin(Vin+NV0)??? （20）
2.6 開關管電壓應力計算
Vs1,s2≈Vin＋NVo＋(2PLrfs/DVin(1-D)??? （21）
式（21）中第三項相對來說較小，故開關管的電壓應力接近于Vin＋NVo。
3 實驗結果
3 實驗結果
為了驗證上述ZVS的實現方法，設計了一個實驗電路，其規格及主要參數如下：
輸入電壓Vin48V；
輸出電壓Vo12V；
輸出電流Io0～5A；
工作頻率f100kHz；
主開關S1及S2IRF640；
變壓器激磁電感Lm144μH；
變壓器原副邊匝數比n=N8/3；
電感Lr10μH；
電容Cclamp2μF。
圖4給出的是負載電流Io=2A時的實驗波形。從圖4（e）及圖4（f）可以看到，S1和S2都實現了ZVS。圖5給出了兩種Flyback電路的效率曲線，可以看到，有源嵌位Flyback軟開關電路有效地提升了變換器的效率。
4 結語
4 結語
有源嵌位Flyback軟開關電路在實現主開關及輔助開關ZVS的同時，也實現了輸出整流二極管的自然關斷，因此，有效地減少了開關損耗，提高了變換器效率。另外，它也大大地降低了開關管的電壓應力，這從實驗波形中可以看得比較清楚。
- 軟開關(29794)
工商網監
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