STM32家族中的所有芯片都內置了逐次逼近寄存器型ADC模塊.內部大致框架如下:

每次ADC轉換先進行采樣保持，然后分多步執行比較輸出，步數等于ADC的位數，每個ADC時鐘產生一個數據位。說到這里，用過STM32 ADC的人是不是想到了參考手冊中關于12位ADC轉換時間的公式：

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ST官方就如何保障或改善ADC精度寫了一篇應用筆記AN2834。該應用筆記旨在幫助用戶了解ADC誤差的產生以及如何提高ADC的精度。主要介紹了與ADC設計的相關內容，比如外部硬件設計參數，不同類型的ADC誤差來源分析等，并提出了一些如何減小誤差的設計上建議。

當我們在做STM32的ADC應用遇到轉換結果不如意時，常有人提醒或建議你對采樣時間或外部采樣電路做調整。這里調整的最終目的就是讓信號進入ADC模塊的充電時間與內部采樣時間匹配，保證采得的電壓盡量真實，最終得到符合精度要求的轉換結果。下面就聊聊相關話題。

一、模擬信號源阻抗的影響

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在做ADC操作時，在信號源與ADC引腳之間，或者說在串行電阻RAIN與ADC引腳AIN之間總有電流流過，自然會產生壓降。內部采樣電容CADC的充電由阻容網絡中的開關和RADC控制。

顯然，對CADC有效的充電由【RADC +RAIN】控制，充電時間常數是tc = (RADC + RAIN) ×CADC。不難理解如果采樣時間小于CADC通過RADC +RAIN充電的時間，即ts < tc，則ADC轉換得到的數值會小于實際數值。

可以看出，隨著電阻(RADC+RAIN)的增加，對保持電容的充電時間也需要相應增加。對于STM32而言，RADC是內部的采樣開關電阻，阻值相對固定，具體數值在芯片的數據手冊里有給出。所以，這里真正可能變動的電阻就是信號源電阻RAIN了，它的變化影響充電常數，進而影響到芯片內部采樣時間的選擇。

注：tc是電容CADC充電完全的時間，此時Vc = VAIN（最大1/2LSB 誤差）

Vc：采樣電容CADC上的電壓?

tc = (RADC + RAIN) × CADC 【CADC的值也是相對固定的】

二、信號源的容抗與PCB分布電容的對ADC的影響

做ADC時，除了考慮信號源端的電阻外，還需要考慮信號源本身容抗和在模擬輸入端的分布電容(參見下圖)。信號源的電阻和電容構成一個阻容網絡，如果外部的電容(CAIN +Cp)沒能完全充電至輸入信號電壓，ADC轉換的結果顯然是不準確的。(CAIN + Cp)的值越大，信號源的頻率也就越受限制。(信號源上的外部電容和分布電容分別用CAIN和Cp表示。)

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當外部電路的電容沒有被模擬信號源完全充電的情況下，模擬輸入信號電壓與模擬輸入腳的電壓VAIN就不相同。如果模擬輸入信號產生變化，它的變化頻率(FAIN)的周期至少應該滿足10RC原理，即10 × RAIN × (CAIN +Cp)。

TAIN = 模擬信號的周期 =1/FAIN

因為：TAIN ≥ 10 x RAIN x (CAIN + CP)

因此：FAIN ≤ 1 / [10 x RAIN x (CAIN+ CP)]

假如：RAIN = 25kΩ，CAIN = 7pF，CP = 3pF，則：

FAINmax = 1 / [10 x 25x103 x (7 +3)x10-12]

即信號源的最高頻率FAIN（max）= 400kHz。

對于上述給出的信號源特性(容抗與阻抗)，它的頻率不能超過400kHz，否則ADC的轉換結果將是不準確的。

三、模擬信號源的阻抗估算

上面聊了信號源阻抗和AD輸入端的電容對ADC的影響，在這個基礎上來看下最大允許信號源阻抗的估算。假定最大允許的誤差是1/2 LSB。

參照上面的圖9中的描述，假定此時輸入端不存在輸入信號充電不充分的情況。

這樣得到誤差 = VAIN – Vc ?【Vc為內部采樣電容CADC上的電壓】

這里tS是采樣時間。?

tS = TS / fADC，其中TS是以ADC時鐘周期為單位的采樣時鐘個數 。