控制器的 AC對比

備注：本文所有控制器的環路對比都建立在功率級相同的工況下。

電壓模式控制器通常是使用運算放大器的輸出電壓直接控制開關頻率，在這種控制方法的補償器設計尤其復雜，因為電壓模式控制的頻率響應包括四個極點，而且極點的位置還會隨著輸入電壓和負載的變化而變化。

下面是L6599控制的LLC的的頻率控制到輸出電壓的頻率響應掃描，此時系統工作在低于諧振時：

從掃描得到的bode圖來看，電壓控制模式的LLC變換器在低頻1.4KHz處存在雙極點引起的增益尖峰和負180deg的相位劇烈變化。僅從低頻區域的圖形來看，倒是和電壓控制模式的BUCK變換器的占空比到輸出電壓的波形很相識。因此也可以參考VMC的BUCK的補償方法，主要是通過避開影響的方式，讓系統工作在低帶寬，使系統更容易穩定。具體實施方法為：

1. 在原點處放置一個極點來獲得高DC增益。
2. 在雙極點頻率上放一對零點。
3. 放一個極點補償ESR零點。
4. 高頻極點放在較高頻率處限制高頻噪音。
5. 調整零點和極點的位置來選擇系統穿越頻率和相位提升大小，最好是低5-10倍的雙極點頻率。

但是就真的沒有辦法提升LLC系統的動態性能了嗎，很久以前就有人考慮使用變壓器里面的諧振電流做平均電流模式控制。這種辦法能提升負載動態水平，因為內環直接控制了諧振槽的電流平均值，雖然沒有直接控制每個開關周期的輸入電流，但是間接也控制了輸入功率。

第二種辦法就是通過檢測在每個開關周期內的流入諧振槽的電荷來進行頻率控制，這種辦法是通過檢查諧振電容上的電壓，在開關開始到開關結束時的電荷總量，根據輸入電流的積分來進行輸入電流控制。但是這種控制方法在滿負載時很好控制，但是負載較輕時確實也很麻煩。

從控制的角度來看，只要是能直接或間接的控制輸入變換器的功率就能提升系統的動態響應。 在fuu前輩的指引下 ，我們提出了一種控制流入輸出電容的紋波電流做快速電流內環方法，外環使用低帶寬電壓環，通過雙閉環的方法來提升系統的動態響應。因為該節點的電流既然代表了輸入側的諧振電流的大小，也能反映出輸出負載電流的水平。其模型可見下圖，內環直接控制L6599的頻率，外部電壓環我沒加，使用了一個直流電壓給定來控制輸出電壓。

從電流內環給定到輸出電壓的頻率響應掃描:

可以看到對比L6599的直接頻率控制方法，在同樣的功率級參數下1.4KHz處出現的雙極點增益峰值已經消失，在整個低頻范圍增益和相位曲線都顯現為一階系統的圖形。僅在50KHz再次出現了高增益峰，但是這里可以在控制環上放極點對其進行抑制。對我們閉環控制所希望的低頻段曲線確實有非常大的改善，使用這個曲線來做控制，應該能得到非常好動態響應和系統閉環穩定性。

下圖是NCP1399的頻率控制到輸出電壓的頻率響應，和上面使用了電流內環的控制方法圖形接近，低頻從30dB開始，有非常高的DC增益。相位從0deg開始相位移，在整個低頻范圍內都都顯現一階系統的特性，僅在50KHZ出出現了增益峰值，處理辦法可以見上文。使用電流模式控制后，確實大幅度的提升了系統的帶寬，真是個好東西。

下圖是FAN7688 的頻率控制到輸出電壓的頻率響應，低頻從30dB開始，有非常高的DC增益。相位從0deg開始相位移，在整個低頻范圍內都都顯現一階系統的特性。但是不同的地方是在20KHZ出現了變化，相位劇烈的變化，可能小信號模型在高頻處與上面幾個有些不同，但是不妨礙低頻段的優秀性能。

下圖是UCC25640X的頻率控制到輸出電壓的頻率響應，低頻從30dB開始，有非常高的DC增益。相位從0deg開始相位移，在整個低頻范圍內都都顯現一階系統的特性。僅在50KHZ出出現了增益峰值，處理辦法可以見上文。

小結：

經過一系列的對比測試來看，在模擬控制領域可以說LLC的電流模式控制器出現。游戲規則已經被改變，在性能上大幅度領先傳統的電壓模式控制。隨著市場應用的不斷成熟，電流模式的LLC控制器必然出貨量會越來越大，讓我們期待那一天的來臨。

但是在數字控制領域來說，電壓模式的直接頻率控制似乎還會繼續下去。主要原因是LLC的峰值電流控制在DSP中很難實現，也許后面會出現針對這個控制方法外設，但是目前階段還是有諸多不便。但是對數字控制來的有點來說，主要是靈活，其實還有是辦法想一想的。上文講到的fuu大大提出的辦法，引入輸出電容的電流做內環，既可以把諧振槽的平均輸入功率做控制，還可以引入反應負載電流變化的前饋。經過測試確實可以明顯的提升控制到輸出的頻率響應性能，對比上文中的幾種電流模式控制器的頻率響應也不虛，關鍵在于這個控制算法在DSP內易于實現，是一種非常好的改善方法。