引言

　　自1903年愛因多芬發明了心電圖儀，百年來隨著電子技術的飛速發展，人們開發了大量行之有效的方法來采集和分析心電（ECG），腦電（EEG），肌電（EMG），胃電（EGG）等人體生物電信號，為醫生的診斷提供了大量有意義的參考數據。

　　在這些生物電信號采集分析系統中，信號的隔離設計必不可少，它一方面能夠防止被測人員觸電［1］。另一方面切斷了系統前后端的電氣連接，降低電磁干擾對信號的影響［1］［3］。但是目前的生物信號系統中往往采用成本高，耗電多，體積大的傳統的模擬隔離的方法，造成相關儀器成本高，無法便攜化和家用化。

　　本文闡述了一種用Microchip智能傳感器解決方案，將具有信號處理能力和模擬功能的DSC器件放在隔離前端的模塊內，在模塊內的隔離系統之前對模擬信號進行數字處理（包括采樣和濾波處理），變傳統的隔離模擬信號為隔離數字信號的方法。這種方法具有以下優勢：

　　1、 隔離電路不再傳遞容易失真的模擬信號，改為傳遞抗噪性能較強的數字信號，且縮短了模擬信號傳遞的路徑，可以大大提高生物電信號采集系統的信噪比。

　　2、 由于將具有數字信號處理能力的器件放在隔離前端，系統用過采樣和數字濾波的方法取代模擬低通濾波器和工頻陷波器，降低了電路的復雜程度、功耗和成本。

　　3、 在多路采集系統中傳統方法需要和信號路數相同的模擬隔離電路，而采用智能傳感器方案則只需一個數字隔離通道。成倍的降低了功耗和成本。

　　4、 采用數字隔離電路，降低所需電壓和電流，實現便攜化并降低了成本。

　　5、 無需主計算機系統干預信號的采樣和濾波過程，分擔了中央處理器的工作負擔，降低了軟件開發的總體難度。

　　6、 數字隔離方法省去了過去系統人工挑選配對光耦和調整工作點的過程，節約了大量的人力，適于批量生產。

　　傳統設計方法

　　傳統生物電信號采集系統一般具有如圖1所示的結構。

　　圖1 傳統生物電信號采集系統框圖

　　其中的模擬隔離放大器通常采用圖2所示電路，由普通數字光耦構成。

　　圖2利用兩只光耦的一致性構成的模擬隔離放大器

　　光耦VT1和VT2是經過人工挑選，電流傳輸比一致性較好的普通光耦。這樣生產者不但需用人工從一批光耦中尋找電流傳輸比接近的兩只配對使用。另外，由于很難找到兩只電流傳輸比在整個工作范圍都相等的普通光耦，不一樣的電流傳輸比，將帶來信號協波失真。該方法還需要高達正負10V以上的電源電壓為模擬電路供電，極不利于產品向低電壓，低功耗和電池供電的便攜化方向發展。

　　如果采用各大公司生產的集成模擬隔離放大器（如AD20，ISO124［1］ ［4］）能夠有效降低信號的協波失真。但由于這類器件往往采用高頻調制的方法實現隔離，內部結構復雜，成本很高，且需要較高的正負雙電源電壓供電，增大了系統的總功耗；另外為了防止高頻調制信號造成結果的混疊現象，必須在這類隔離放大器之后增加模擬有源低通濾波器濾波。

　　綜上，開發一種能夠同時解決失真度和功耗問題的隔離方法是下一代的便攜式生物電信號儀器的必然要求。

　　基于數字隔離的生物電信號采集模塊

　　總體設計思路

　　本文提出圖3所示的，采用隔離數字信號的方法代替隔離模擬信號的方法。將具有模數轉換功能和數字信號處理能力的DSC放到隔離前端，直接對模擬信號采樣和進行數字濾波，再傳遞經過處理的數字信號的方法。

　　圖3 基于DSC和數字隔離的新型生物電信號采集系統

　　圖3所示的系統在降低隔離電路失真度的前提下大幅度的降低了總功耗和生產成本，原因在于：省去了復雜的模擬隔離電路，可以使用3V的單電源供電；整個數字隔離電路不存在電路工作點的調整和穩定問題，降低了靜態工作電流，提高了溫度穩定性；利用DSC的高運算速度和采樣率，實現過采樣和數字濾波，取代模擬低通濾波器和工頻陷波器，進一步降低電路的復雜程度和功耗；所有器件可以直接使用，省去了挑選配對光耦和工作點的調整過程，節約了大量的人力，適于批量生產。

　　另外，在實際電路中，往往需要多路同時采集（一般心電信號需要3－12路，肌電信號需要4路信號同時采集）。如果使用傳統的隔離模擬信號的方法，隔離通道數必須和信號路數相同；而本文提出的數字隔離方法，只需將數字通訊的帶寬平均分頻給每個通道，這樣只要一套DSC和數字隔離電路就可以同時完成多個通道的數據隔離和傳輸任務。

　　數字濾波器的實現

　　抗混疊的低通濾波器，用無限沖擊響應濾波器實現。

　　對于工頻干擾的噪聲，需要用工頻陷波器來去除。為了提高濾波器對噪聲耦合通道變化的適應能力，由自適應濾波器構成工頻陷波器。自適應濾波器和噪聲耦合通路之間的拓撲結果如圖4所示。

　　圖4 自適應濾波器的拓撲結構

　　構造出相位相差，頻率分別為50、100、150Hz的六個“假想噪聲”，然后在濾波過程中不斷調整權值向量W，進而從有用信號和噪聲的疊加信號T中得出和“假想噪聲”最大線性相關的時間序列a，從模擬放大器的混合輸出信號T中減去和“假想噪聲”線性相關的序列a，就得到了和a不相關的誤差序列e，這個序列就是所需的陷波結果。

　　效果比較

　　功耗的比較

　　根據實測，使用圖2所示電路時，電源為正負12V，靜態電流約為36.5mA，實際功耗為0.876W。使用集成模擬隔離放大器ISO124時，需使用正負5V電源，根據實測，這部分電路的實際靜態電流約為25.8mA，實際功耗為0.258W。

　　本文所述方法，電路可以用3V的單電源供電，且省去模擬低通濾波器和工頻陷波器。使用運行速度為8MIPS的dsPIC30F3012和數字隔離器ADuM2401來實現隔離。根據實測，這部分電路的電流為29.6mA，實際功耗為88.8mW。僅為第一種方法的約1/10，第二種方法的約1/3。以上功耗的計算方法還沒有考慮多路信號同時采集的情況。根據上面的分析，對于一個四路同時采集的心電信號放大器而言，新方法的耗電量將僅是第一種方法的1/40，第二種方法的1/12。

　　信號失真度的比較

　　用峰峰值為0.5mV、頻率為170Hz的正弦信號作為衡量上述幾種隔離電路失真性能的標準信號（該信號由***INSTEK 公司型號為GFG-3015的信號發生器產生，初始峰峰值為1V，通過電阻分壓產生所需幅值的信號）。標準信號通過增益為1000的心電信號放大電路放大到1V，分別通過上述三種隔離電路隔離后，進行采集和存儲。采樣率都為4096Hz，采樣長度為4096（即1S內的信號），其中使用模擬隔離的兩種傳統方法在隔離后用MAX197進行量化，該轉換器的信噪比為70dB，能夠完成量化任務而不造成附加失真；新方法則直接使dsPIC30F3012片內集成的12位模數轉換器進行量化。量化結果加Blackman窗后進行FFT和歸一化處理得到圖5所示的結果。

　　圖5 使用不同隔離方法傳輸正弦信號的頻譜特性

　　從圖5中可以發現，上述數字隔離電路和采用集成隔離放大器ISO122的隔離電路得到的協波失真和信噪比基本相同，說明這兩種隔離方法對信號的信噪比影響較小。而采用普通光耦隔離的正弦信號的協波失真卻高于另外兩種方法，其中最壞協波失真在3次協波頻率，僅為-30dB左右。分析其原因，主要是兩只光耦的性能不一致造成的。另外由于它們分別在工作點上下兩邊的對稱性也不佳造成3次協波失真大于2次協波失真的現象。

　　電路板面積的比較

　　對于便攜式系統，電路板面積是一個非常重要的因素。經過實際測試，數字隔離電路所需電路板的大小僅為模擬隔離電路的一半以下。

　　結語

　　本文用Microchip公司的DSC平臺的傳感器方案設計了一個生物電信號采集系統前端模塊。在提高信噪比的同時降低了系統功耗、成本、體積，且在生產過程中無需人工校調，適合大規模工業生產。實用性和經濟性強，能夠推進生物電信號系統的便攜化。