4.1 開關電源的開關控制部分

　　開關電源其核心是開關控制部分,主要工作過程是通過圖2中B點和C點電壓的高低來控制主功率開關管Q1導通和截止的時間(即占空比的大小).當Q1截止時A點為高電平,C5對Q1放電,使B點電位迅速提高,使開關管Q1基極電位高于發射極,因而Q1飽和導通,并對C5進行充電.而此時的電流為變壓器原邊電流與Q1導通時的電流之和,所以流經R5的電流值很大,C點電位升高,飽和導通使A點電位下降,Q1也就截止.

　　D2和D3作用是在Q1導通時,使C點電位不致很高,否則C5的放電時間過長,使Q1關斷時間toff過大,而Q1導通時間ton保持不變,這樣頻率變低.若Q1導通時C點提升太高時,才將Q1變為截止,此時D2和D3正向導通,C點的電位降低,使得C5放電時間很短就能將使Vb>Vc,使toff也很小,因而可以使頻率達到很高.
4.2 PWM調節部分

　　Q1導通時,繞組N2上正下負,C10吸收剛放電時的尖峰電壓,防止二極管D10正向導通損壞,D10正向導通,使B點電位升高,從而使Q1更快飽和導通.同時Q2導通,再使Q3也導通,B點電壓下降,原邊線圈電流減小至截止.這時N2邊為下正上負,D4和D5導通,Q4基極變為高電位,Q4導通,C點電位降低,截止時間變短,而TL431反饋電流使流入Q4基極的電流就會減小,C點電位就下降得慢,截止時間變長.Q1導通時,TL431反饋電流決定C點電位升高的快慢來達到穩壓的目的.C12是用來保護Q3,在截止時反向峰值電壓過高,而損壞Q3.反饋控制就是將取樣電壓與基準電壓比較,轉化為電流,再經電流放大來調節ton與toff來控制占空比從而達到穩壓的目的.

　　R12是輸出電壓的最小負載,防止負載空載時電壓太高,用于提高輕載時的電壓調整率.C17可適當的降低誤差放大器的高頻增益.TL431的基準電壓與輸出電壓Vo比較,在R14形成誤差電壓,從而使IC1的二極管產生不同的電流.R14是IC1二極管的限流電阻.誤差放大的頻率應由R13、R16、VR和C17決定.由C14和R10構成的RC吸收網絡,能消除高頻自激振蕩,減小射頻干擾.

4.3 高頻變換器部分

　　由于高頻變壓器原邊在單位時間里提供的功率與ton的平方和頻率成正比、與輸入原邊直流電壓的平方成正比,與原邊繞組匝數成反比,若不考慮變壓器的消耗,由能量守恒可得變壓器副邊功率,即輸出的功率與變壓器副邊匝數,以及負載無關,只由原邊提供的功率決定.因此要得到不同的輸出功率,就只有靠改變高頻變壓器原邊的功率.改變ton對輸出功率的影響最大,但受到磁通復位條件的限制不宜較大的改變,要改變輸入原邊的直流電壓,只能改變前面電路的濾波電感與濾波電容等參數,還可以在前面加入一個電位器,也能改變直流電壓,而頻率要受到功率開關管本身條件的限制.所以改變原邊繞組匝數是一個比較好的方法,原邊線圈繞組寬度不要太長,而將其分為多層,每一層的接入都用一個開關控制,需要不同的繞組匝數接入不同的開關就能很好的控制原邊上的功率,從而得到不同的輸出功率.但是,toff時間內要使高頻變壓器的原邊磁通復位,在ton時間內要使其副邊磁通復位,如果在開關工作周期結束時,磁通沒有回到周期開始的起點,則變壓器磁芯內的磁通就會逐漸增加,導致磁芯飽和而損壞功率開關管.要滿足單端變換器的磁通復位條件,就要使Ton與Toff的時間適當,不能太長,否則使開關管的頻率變低,同時與高頻變壓器原邊與副邊繞組的匝數有關.

4.4 TL431

　　TL431是三端可調穩壓器,利用兩只外部電阻可設定2.50—36V范圍內的任何基準電壓值.TL431的電壓溫度系數很小.動態阻抗低,典型值為0.2歐,輸出噪聲低,具有適合汽車工業等溫度范圍內所規定的熱穩定性,有效輸出電路具有很陡的導通特性,從而使得這些器件在諸如板上穩壓,可調電源和開關電源的應用中,可以很好的替代齊納二極管.

5? 結? 論

　　根據上述原理,進行了設計并制造了樣機,調試后性能穩定.該電路的特點是占空比與輸入電壓成正比(頻率成反比),不受負載影響,因而容易大范圍控制.由于開關管的頻率受限,能達到50KHz-100KHz左右,電源效率稍微比集成開關管低.為了提高此電路的電源效率最好使用頻率較高的開關管,頻率越高節能效果就最佳.

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