電壓采樣及反饋電路由光耦PS2701、TL431和阻容網絡組成，圖中R5和C5用于TL431的頻率補償，不能缺少。通過調節由R6，R7組成的分壓網絡后得到采樣電壓，該采樣電壓與三端可調穩壓塊TL431提供的2.5 V基準電壓進行比較，當輸出電壓正常時，采樣電壓與TL431提供的2.5 V電壓基準相等，則TL431的K極電位保持不變，從而流過光耦U3二極管的電流不變，進而流過光耦CE的電流也不變，UC3842引腳2的反饋電位Uf保持不變，則引腳6輸出驅動的占空比不變，輸出電壓穩定在設定值不變。當輸出5 V電壓因為某種原因升高時，分壓網絡上得到的輸出電壓采樣值會隨之升高，從而TL431的K極電位下降，流過光耦二極管的電流增大，進而流過CE的電流增大，從而UC3842的引腳2的電位升高。由UC3842內部示意圖可知：誤差放大器A1的輸出電壓減小，亦即電流檢測比較器鉗位電壓減小，所以由圖2可知：UC3842引腳6輸出驅動的占空比減小，從而使輸出電壓減小，這樣就完成了反饋穩壓的過程。

　　2.2 初級線圈充磁峰值電流取樣反饋內回路

　　初級線圈充磁峰值電流取樣的內回路反饋也是開關電源設計起決定作用的環節，如果內回路反饋設計不符合電路要求，開關電源就無法正常工作。

　　設計內回路反饋時，需要在開關管上串聯一個以地為參考的取樣電阻Rs(見圖1、圖4中的R1和圖3中的R8)，將初級線圈的電流轉換為電壓信號，此電壓由電流檢測比較器A2監視并與來自誤差放大器A1的輸出電平比較。

　　在正常的工作條件下，峰值電感電流由引腳1上的電壓控制，其中：

　　當電源輸出過載或者輸出取樣丟失時，異常的工作條件將出現，在這些條件下，電流比較器的門限被內部鉗位至1.0 V，則

　　而開關電源初級線圈最大峰值電流為短路保護時變壓器初級線圈流過的最大電流：

　　式中：Ip為初級線圈電感電流;Pout為開關電源設計輸出功率;Viin為開關電源輸人電壓;D為PWM的輸出信號占空比;N為電源效率。

　　根據式(2)、式(3)可以推算：

　　根據計算得出的Rs阻值可以進一步計算出電流取樣電阻的功率：

　　選定電流取樣電阻后，需要通過一個L型的RC低通濾波網絡，將這個采樣信號送給UC3842的電流比較器。L型RC低通濾波網絡的上限截止頻率為：

　　從低通濾波器的對數幅頻特性可知，當輸入信號頻率低于fh時，輸出信號與輸入信號幾乎完全相同;當輸人信號頻率高于fh時，輸出信號會大幅度衰減。

　　利用示波器可以測量Rs采樣電阻上的信號頻率，因此，選擇低通濾波器的RC參數時必須要保證Rs電阻上正常的采樣電壓不能被濾波器衰減。

　　設計開關電源時，如果RC參數選擇不當，使濾波器的上限截止頻率fh偏小，導致正常的Rs采樣信號被衰減，這樣當負載增大時，PWM無法將控制脈沖的占空比調大，變壓器會因為負載過重而發生嘯叫。為解決這一問題，將濾波電容C的取值減小，進而提高fh，使正常的Rs采樣信號通過濾波器，當負載加重時，開關電源可以很好地穩壓，變壓器的嘯叫現象也沒有出現。

　　3 結束語

　　開關電源的設計是一個實踐性很強的課題，本文給出的方法僅作為一種參考，許多實際問題需要在實踐中不斷加以總結和完善，只有通過實踐才能使設計不斷臻于完美。