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對于新手來講，LED驅動設計并不是一件容易的事兒，針對這方面問題，小編特別總結了設計達人的一些在工作中需要注意的問題和親身的設計心得進行分享。
不要使用雙極型功率器件
由于雙極型功率器件比便宜，一般是2美分左右一個，所以一些設計師為了降低LED驅動成本而使用雙極型功率器件，這樣會嚴重影響電路的可靠性， 因為隨著LED驅動電路板溫度的提升，雙極型器件的有效工作范圍會迅速縮小，這樣會導致器件在溫度上升時故障從而影響 LED燈具的可靠性，正確的做法是要選用MOSFET器件，MOSFET器件的使用壽命要遠遠長于雙極型器件。
盡量不要使用電解
LED 驅動電路中到底要不要使用電解電容？目前有支持者也有反對者，支持者認為如果可以將電路板溫度控制好，依次達成延長電解電容壽命的目的，例如選用105度 壽命為8000小時的高溫電解電容，根據通行的電解電容壽命估算公式“溫度每降低10度，壽命增加一倍”，那么它在95度環境下工作壽命為一萬六千個小 時，在85度環境下工作壽命為三萬兩千個小時，在75度環境下工作壽命為六萬四千個小時，假如實際工作溫度更低，那么壽命會更長！由此看來，只要選用高品 質的電解電容對驅動電源的壽命是沒有什么影響的！
還有的支持者認為由無電解電容帶來的高紋波電流而導致的低頻閃爍會對某些人眼造成生理 上的不適，幅度大的低頻紋波也會導致一些數碼像機設備出現差頻閃爍的亮暗柵格。所以，高品質光源燈具還是需要電解電容的。不過反對者則認為電解電容會自然 老化，另外，LED燈具的溫度極難控制，所以電解電容的壽命必然會減少，從而影響LED燈具的壽命。
對此，資深工程師認為在LED驅動 電路輸入部分可以考慮不用電解電容，實際上使用PI的LinkSwitch-PH就可以省去電解電容，PI的單級PFC/恒流設計可以讓設計師省去大容量 電容，在輸出電路中，可以用高耐壓陶瓷電容來代替電解電容從而提升可靠性，在設計兩級電路的時候，輸出采用了一個400V的電解電容，這會嚴重影響電路的 可靠性，建議采用單級電路用陶瓷電容就可以了。對于不太關注調光功能、高溫環境及需要高可靠性的工業應用來說，建議不采用電解電容進行設計。
MOSFET的耐壓不要低于700V
耐壓600V的MOSFET比較便宜，很多認為LED燈具的輸入電壓一般是220V，所以耐壓600V足夠了，但是很多時候電路電壓會到340V，在有 的時候，600V的MOSFET很容易被擊穿，從而影響了LED燈具的壽命，實際上選用600VMOSFET可能節省了一些成本但是付出的卻是整個電路板 的代價，所以，不要選用600V耐壓的MOSFET，最好選用耐壓超過700V的MOSFET。
盡量使用單級架構電路
有些LED電路采用了兩級架構，即PFC（功率因數校正）+隔離DC/DC變換器的架構，這樣的設計會降低電路的效率。例如，如果PFC的效率是 95%，而DC/DC部分的效率是88%，則整個電路的效率會降低到83.6%！“PI的LinkSwitch-PH器件同時將PFC /CC控制器、一個725VMOSFET和MOSFET驅動器集成到單個封裝中，將驅動電路的效率提升到87%，這樣的器件可大大簡化電路板布局設計，最 多能省去傳統隔離反激式設計中所用的25個元件！省去的元件包括高壓大容量電解電容和光耦器。LED兩級架構適用于必須使用第二個恒流驅動電路才能使 PFC驅動LED恒流的舊式驅動器。這些設計已經過時，不再具有成本效益，因此在大多數情況下都最好采用單級設計。
盡量使用MOSFET器件
如果設計的LED燈具功率不是很高，建議使用集成了MOSFET的LED驅動器產品，因為這樣做的好處是集成MOSFET的導通少，產生的熱量要比分立 的少，另外，就是集成的MOSFET是控制器和FET在一起，一般都有過熱關斷功能，在MOSFET過熱時會自動關斷電路達到保護LED燈具的目的，這對 LED燈具非常重要，因為LED燈具一般很小巧且難以進行空氣。
安森美半導體中高功率照明LED驅動器方案
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LED的諸多優點已經使其逐步取代白熾燈、熒光燈等傳統光源，在小功率應用上越來越多地出現在我們日常工作生活中，而在我們傳統定義的20至 400瓦的中高功率照明范圍內，熒光燈、高強度氣體放電燈還是主流。但隨著大功率LED產品的不斷推陳出新，模塊化的LED燈條、大陣列LED等產品的出 現，公路、體育館、戶外大型設施等需要大功率照明的應用場景中也越來越多出現LED產品的身影。
LED照明電路相對設計簡單、 能集成控制、可方便實現調光、能有效降低電力消耗，所以在強調智能、綠色照明的今天，中高功率LED產品逐步替代高強度氣體放電燈（HID）等傳統光源已 經是大勢所趨。但我們也看到模塊化的LED燈條和陣列對電源驅動的要求不盡相同，如何為中高功率LED照明產品提供可靠、高效、靈活的驅動電源方案是設計 人員常面臨的挑戰。安森美半導體積極推動高能效創新，充分利用在電源領域的豐富經驗，提供應用于LED照明不同的領域。而針對中大功率LED照明應用的不 同需求，安森美半導體提供功率因數校正（PFC）控制器、準諧振及固定頻率的反激控制器和開關穩壓器、集成MOS的降壓控制器、半橋驅動及LLC控制器、 次級端控制器、集成PFC及PWM的組合控制器等多種控制器及其方案等，以滿足不同電路拓撲設計的不同需求。
單段式功率因數校正（PFC）方案
功率因數校正（PFC）可有效改善高諧波分量給電源線、斷路開關、電力設施帶來的壓力。PFC控制器一般可以分為單段式和多段式（常見兩段式）兩種結 構。單段式（如圖1所示）可直接電流驅動，只需單個開關及磁性元件，缺點則是100/120Hz紋波，MOSFET應力更大，占空比更大，功率限制在 100-150W。
圖1.單段式PFC結構示意圖
典型的單段式PFC LED驅動方案有如安森美半導體的NCL30000。這器件使用臨界導電模式（CrM）反激架構，以單段式拓撲結構提供高功率因數設計。安森美半導體基于 NCL30000構建的25 W高功率因數單段式LED驅動器參考設計接受90-305Vac寬輸入電壓范圍，能效高于87%，輸入電流總諧波失真（THD）小于15%，功率因數 （PF）大于0.97，輸出功率25W（Vf=36Vdc），LED電流700mA±4%，最大LED電壓44Vdc。安森美半導體還推出了單段式連續電 流模式（CCM） PFC LED驅動器NCL30001，可以配置為恒流驅動器或固定輸出電壓驅動器，適合40W到150W LED照明設計。
兩段式PFC + DC-DC轉換方案
除了上述單段式方案，設計人員還可以根據應用需求選擇傳統的兩段式（PFC段+DC-DC轉換段）方案（如圖2所示）。前段PFC的功能一方面實現輸入 電流整形以減小輸入電流諧波，另一方面將輸入交流電壓轉換為穩定的直流電壓（變化范圍一般為380V-400V），后段的DC-DC轉換器實現隔離和變 換，將穩定直流電壓變換為所需要的電壓，通常可以用反激、LLC或者降壓實現，其優點是易于擴展功率和尺寸，易于提供次級端偏置電源，但相應會帶來成本上 的提升。
圖2.兩段式PFC結構示意圖
具體而言，兩段式方案中的PFC段可選用的控制器包括NCP1605、NCP1611/ NCP1612/ NCP1615、NCP1631、MC33262/NCP1607/NCP1608、NCP1653/ NCP1654、NCP1652A/ NCL30001等等。
其中，NCP1605是增強型高壓、高能效待機模式功率因數控制器，工作在固定頻率非連續導電模式（DCM）和/或臨界導電模式（CrM）。NCP1605能夠作為PFC主控端工作，確保電源的第二段僅在安全條件下啟動。它集成跳周期功能，將待機損耗降到最低。
NCP1631則是安森美半導體推出的一款單芯片2相交錯式PFC控制器，可以替代2顆NCP1601，驅動2個PFC支路，提供接近1的高功率因數。
采用傳統的CrM/BCM控制時，負載減少時開關頻率上升，輕載時控制器可能進入“突發的調頻模式”，產生噪聲；采用電流控制頻率反走（CCFF）控制 時，負載減小時開關頻率減小，降低噪聲，輕載時控制器頻率較低，可在高于可聽頻帶的頻率鉗位，極輕載時采用跳周期模式工作，可以關閉以提升更好的THD， 谷底導通進一步提升能效，減小電磁干擾（EMI）（如圖3所示）。NCP1611/NCP1612基于創新的CCFF架構，在PFC電感電流超過設定值 時，電路通常工作在臨界導電模式（CrM），而當電流低于預設值時，將開關頻率線性降低至約20 kHz，此時電流為零。NCP1615同樣基于CCFF架構，當電流在預設水平以下時，NCP1615芯片的控制頻率會線性衰減到26KHz。
圖3. 電流控制頻率反走（CCFF）架構原理說明
對于兩段式方案而言，在高壓DC-DC次級段，單開關反激架構（圖4所示）能效高，設計簡單，但功率設計通常小于100W。安森美半導體作為業內領先的 固定頻率及準諧振（QR）控制方案供應商，提供的準諧振固定頻率反激控制芯片具備高壓啟動、QR谷底鎖定、強固的故障保護、寬產品系列（控制器最低6個引 腳）等特點。從業內率先推出第一代高壓準諧振反激控制芯片NCP1207/NCP1308，到第二代提供更多保護功能的NCP1337/NCP1338， 再到第三代輕載能效大幅提升的NCP1380，直到最新的第四代改善空載能耗的NCP1339，安森美半導體一直都在不斷努力，開發更多滿足客戶更寬需求 的芯片產品。
圖4.高壓DC-DC次級端反激拓撲示意圖
而相對于其他諧振拓撲，LLC串聯諧振轉換器（圖5所示）則能夠在相對寬的輸入電壓及輸出負責范圍下工作；所需元器件數量則更少，諧振儲能元件能夠集成 到單個變壓器中；初級端開關在所有額定負載條件下能實現零電壓開關（ZVS）；次級端二極管能夠實現零電流開關（ZCS），沒有反向恢復損耗，所以作為一 種高性價比、高能效及低EMI方案，常用于高輸出電壓的應用中。
NCP1398作為第五代高性能LLC串聯諧振控制器，工作頻率可以從 50kHz高至750kHz，可調節最小開關頻率精度達到±3%，可調節死區時間，帶外部可調節軟啟動，精密及高阻抗輸入欠壓保護，用于過溫或過壓等嚴重 故障條件下閂鎖輸入腳，基于定時器的可自動恢復過流保護，閂鎖輸出短路保護，on/off控制關閉輸入腳，跳周期模式，帶可調節遲滯，Vcc工作電壓達 20V，共集電極光耦連接，簡化Oring控制，內置過溫關閉，600V半橋驅動器，帶1A/0.5A汲/源驅動能力，NCP1398B還提供反饋環路開 路保護。
圖5.高壓DC-DC次級端LLC串聯諧振示意圖
組合控制器方案
NCL30051是一款PFC及諧振半橋組合控制器，這器件集成了一個CrMPFC控制器及一個半橋諧振控制器，并內置600 V驅動器，針對離線電源應用進行了優化，采用SOIC16封裝，具備了所有實現高能效、小外形設計所需的特性。相比傳統途徑的CrM PFC+LLC通過改變LLC頻率來控制功率，NCL30051則是改變PFC大電容電壓來控制功率，局限在于大電容電壓的動態范圍，優點則是簡化了固定 電壓LED驅動器設計。
總結
LED照明正快速演變，新的驅動方案需要能夠配合市 場上最新的LED應用；同時為提升能效及降低系統總成本，拓撲結構的選擇也在演變。為滿足中高功率LED照明驅動的需求，安森美半導體提供了陣容廣博、相 輔相成的方案，包括單段式PFC方案，以及PFC+DC-DC轉換的兩段式方案，滿足不同的中大功率LED照明應用的需求。
汽車電子應用中的LED驅動方案設計參考
目前，越來越多的汽車電子系統應用照明設計師正在采用LED照明滿足實用和美觀的用途。眾所周知，LED適用于各種汽車照明元件，例如大燈、白天行車燈、霧燈、轉向信號燈、內部照明、資訊娛樂的背光照明，以及組合尾燈（RCL）和高位制動燈（CHMSL）。
在建立LED供電的電子驅動解決方案時，需要考慮兩個主要的DC/DC電源類別，分別是線性穩壓器和開關穩壓器。線性穩壓器具有減少零部件數和降低電磁 干擾（EMI）的優點，但在效率和熱耗方面有嚴重的弊端。因此，開關穩壓器是很多設計師的驅動解決方案首選。直流電源和需要的LED數目與類型決定了 LED驅動器的拓撲結構選擇。如果電源電壓超出總LED電壓，就需要降壓轉換器。如果LED組的電壓超出電源電壓，就需要升壓轉換器。最后，根據具體的條 件，LED電壓可能高于或低于電源電壓，這樣，就應該采用降壓/升壓或單端初級電感轉換器（SEPIC）等電源拓撲技術。
在設計照明系 統時，除了LED供電外，還需要考慮很多因素。LED電路設計的另一項主要考慮因素是熱管理。LED驅動器集成電路改進熱性能的一種方式是通過控制LED 正向電流，LED正向電流是關于溫度的函數。這可以通過使用外部電流來感應溫度和控制對LED的電流供應來實現，但更高效的解決方案是利用具有必要內置功 能的集成電路。
美國國家半導體的產品包含可實現多種拓撲結構的眾多開關穩壓器集成電路。此外，美國國家半導體專為LED應用開發了一系列集成電路，其中很多具有適合汽車電子系統應用的功能。本文將探討幾個汽車電子系統大燈驅動的應用示例。
使用升壓穩壓器的大燈示例
LED正越來越多地用于汽車大燈及其他前視照明系統。典型的大燈應用可能使用以多種方式排列的10個白色LED。對于各LED最大VF為4V的情況，如 果設計師希望使用在一個燈組中串聯全部LED的拓撲結構，將需要設置DC/DC 級來驅動LED。在這種情況下，可以對標稱12V~14VDC電源總線使用單個升壓開關功率級。
美國國家半導體研發的多種集成電路正是符合這種應用要求，例如LM342x系列：LM3421、LM3423、LM3424和LM3429部件。此系列 集成電路包含多種多用途部件，可用作升壓、降壓、降壓/升壓或SEPIC拓撲結構中低側外部MOSFET的控制器。LM3421、LM3423和 LM3429部件都使用峰值電流模式控制器和預測性關閉時間設計來調節LED電流。峰值電流模式控制器與預測性關閉時間設計的組合簡化了回路補償設計，同 時提供內在的輸入電壓前饋補償。LM3429是系列中的基本部件，是優化了成本和尺寸特點的控制器解決方案。LM3421增設了用于控制外部調光FET和 系統“零電流”關閉特點的集成驅動器。LM3423 進一步增加了LED狀態輸出標記、故障標記、可編程故障計時器和邏輯針腳，用于控制調光驅動器的極性。最后，LM3424與LM3421類似，但使用標準 峰值電流模式控制器。LM3424還具有對開關頻率編程的功能，或通過可編程斜率補償、軟啟動和LED電流熱返送功能使開關頻率與外部來源同步。
LM342x 系列使用控制器集成電路實現所需功能和總體系統設計的最大靈活性。圖1以LM3421為例，顯示升壓配置中使用LM342x系列驅動LED燈組的一個示 例。LM342x拓撲結構的一個主要特點是在LED高側進行電流感應，允許燈組中的最后LED的陰極局部在底盤接地，并使感應電壓可以差分地饋送回集成電 路。這是一個重要的優點，因為使LED燈組和驅動器集成電路可以彼此分離。
圖1 使用LM3421的升壓穩壓器驅動10個LED
使用熱返送升壓穩壓器的大燈示例
LED制造商通常在數據表中包含顯示LED最大允許正向電流和溫度的圖線，以確保部件的可靠性，這也稱為安全工作區（SOA）。 LED的最大電流額定值在較低溫度測得，但在超出特定溫度后，最大允許電流值降低。由于LED系統的首要設計要素是適當的散熱和通風，因此很多應用需要考 慮不可預測的狀況，即使最佳的熱設計也可能無法預防這些狀況。例如大燈組件被污泥或其他碎屑堵塞的情況。由于對車輛的安全操作至關重要，因此在此類情況 下，需要保持LED在較低操作點正常照明，同時使電流保持在安全工作區，以預防照明系統的災難性故障。
為了實現根據溫度調節LED電流 的目標，可以使用多種不同的方法。一種方法是構建溫度感應電路，用于驅動LED驅動器集成電路的模擬電流調節針腳。更簡單的解決方法是使用LM3424等 具有內置熱返送（TFB）功能的LED驅動器集成電路。圖2顯示了LM3424熱返送功能所需的外部零部件示例。
圖2 LM3424熱返送電路
使用LM3424驅動LED和執行熱電流控制具有多項優點。首先，不需要在外部配備大部分復雜的部件（例如多個運算放大器），因為這些在集成電路中已集 成。在最簡單的配置中，實現熱返送只需要少量標準電阻器和負溫度系數（NTC）熱敏電阻。如果需要更高的精度，設計師可以使用LM94022等精確溫度傳 感器替換RBIAS和RNTC。此外，LM3424使用戶可以設置LED電流開始熱返送的溫度（TBK，通過RREF1，2、RBIAS和RNTC設置） 和電流返送的斜率（通過RGAIN 設置）。這使設計師可以使用少量外部部件精確重現制造商數據表中提供的電流額定值下降曲線，同時提高隨溫度變化表現出的性能，如圖3所示。
圖3 隨溫度變化的額定值下降曲線示例
如圖2使用LM3424所示，集成電路將在到達某溫度時返送LED電流，此時，LED電流為零。這與LED作為系統中主要熱發生器的情況不同。對于大燈 組件等應用，設計師可能想要設置一項安全功能，即使LED可能在超出安全工作區的條件下工作，也始終能夠提供光輸出。對于此類情況，LED電流與溫度曲線 將如圖4中示例所示。雖然LM3424 沒有這項內置功能，但這可以使用外部箝位電路輕松實現，并且防止TSENSE針腳上的電壓低于預規定值。
圖4 隨溫度變化的額定值下降曲線示例（最低值非零）
使用SEPIC穩壓器的大燈示例
雖然汽車電氣系統通常在12V~14VDC條件下工作，但在特殊情況下，向系統部件的供電電壓可能超出或低于正常工作值范圍。例如，在冷啟動情況下，系 統供電可能為4.5V或更低，在負載突降狀況下，電壓可能在40V到60V之間。如果在這些特殊情況下仍需要LED工作或保護，設計師可能希望選擇可提供 恒定LED電流的功率級，而不管電源電壓與LED組電壓的關系如何。一種采用SEPIC的開關穩壓器可以執行升壓和降壓操作，如圖 5所示。
圖5 SEPIC轉換器基本拓撲結構
SEPIC轉換器的效率可能不如降壓或升壓轉換器，但拓撲結構具有多項優點。除了具有升壓和降壓功能外，另一項尤其適用于汽車電子系統應用的優點是 CSEPIC電容器提供了輸入和輸出之間的隔離。SEPIC轉換器的不足是需要兩個電感器，但兩個電感器可以輕松地纏繞在同個芯上，而不是作為兩個分立的 部件。圖6顯示同樣使用LM3421控制器的應用電路示例。
圖6 SEPIC配置中的LM3421
使用串聯/并聯LED的組合尾燈
另一個常見的照明應用是尾燈/閃光燈組件，也被稱為組合尾燈（RCL）。對于在12V~14V直流電源供電中具有3V典型正向電壓（VF）的LED來 說，一個可能的解決方案是使用降壓開關穩壓器。由于最低值為12V，因此只允許3個LED串聯。可以采用圖7所示的串聯/并聯組合，因為在一個串聯燈組中 所有必備的LED的總電壓將超過12V。
圖7 串聯/并聯陣列
對于此應用的調光和閃光部分，可以使用多種方法降低向 LED陣列提供的功率。最常用的一種方法是脈寬調制（PWM）調光，這種方法通常使用專門的邏輯信號高速開啟和關閉LED以控制總體光輸出。這種方法簡單 有效，但可能極少用于汽車電子系統應用，因為在線束中需要一根額外的線路用于調光信號。另一種方法稱為雙線調光，向LED驅動器提供的電源定期中斷以控制 調光。1.5A整體式開關穩壓器LM3406具有此功能，其真實電流平均值實現更嚴密的光輸出控制。集成的N通道MOSFET不提供控制器集成電路具有的 靈活性，因此降低了板上的復雜性。圖8顯示了使用雙線調光方法的LM3406應用示例。
圖8 雙線調光的LM3406配置
LM3406包含輸入電壓感應針腳 （VINS）使照明設計師可以魚和熊掌兼得，因為他們可以實現標準PWM調光的優點，同時降低系統接線復雜性（照明部件距離控制電路較遠）。阻擋二極管 D2允許輸入電容器CIN保持與LM3406的連接，這與非雙線調光設置相同，因此使LM3406在調光階段可以保持完全供電。這比簡單的開啟和關閉零部 件來實現調光更為高效，因為LM3406的所有內部支持電路在調光過程中保持通電。因此，部件可以立即進入調光階段，集成電路沒有恢復和運行延時。這樣， 在雙線調光設置中，LM3406的工作方式與輸出控制中使用邏輯調光針腳的方式相同。標準PWM設置需要的附加部件只有阻擋二極管D2、VINS下拉電阻 器RPD和用于實現理想斬波開關S1的部件。
使用串聯LED和升壓/降壓穩壓器組合的RCL示例
在并聯燈組陣列中，配置 LED通過允許LED功率級在12V~14V軌道下直接運行，極大地簡化系統設計，但并聯/串聯組合也同樣具有一些缺點。在查看LED制造商數據表時，可 以注意到兩個重要的事實：LED的光輸出與流經的電流成正比，LED的動態電阻隨著VF而變化。制造商按VF、光通量和顏色（或色溫）對LED分級。例 如，典型的VF級別可能包含范圍從3.27V到3.51V（25℃時）的LED，所有級別的整個范圍可以從2.8V到4.2V。由于LED制造商通常向客 戶銷售多個級別的LED，關注成本的設計師依賴所有LED都具有緊密VF分布是不實際的。
下例顯示了VF變化的影響。在實驗中，使用圖9 所示兩種設置收集數據。一種設置用于4個LED（每個LED都具有專門的電流源），另一種設置用于并聯的4個LED（共享一個電流源）。表1所示數據在 25℃加電后5秒內測得，以最大限度降低LED自發熱的影響。
圖9 實驗性設置
表1多電流源設置（左）和單電流源設置（右）的數據
從這些數據可以明顯看出LEDVF變化在并聯運行時將導致不均勻電流分布。即使對于分級的LED，也可以看到類似的影響，并聯陣列中各串聯燈組的電流分 布不均。改進并聯燈組間電流分布的一種方式是向各燈組增加鎮流電阻器。這有助于使電流分布均勻化，但存在的主要問題是由于鎮流電阻器的功耗而降低了效率。
根據具體的設計，上述問題的影響可能可以忽略。但是，如果系統設計師對上述影響存有顧慮，可以采用單個串聯燈組作為首選拓撲結構。在這種解決方法中，仍 可以使用LM3406等部件，但將增大系統復雜性，因為需要新前端部件用于傳輸超出12V~14V的電源電壓為LED驅動器供電。然后，LED驅動器降低 此新電壓，為單個LED燈組供電。這可以通過在直流電源和LM3406 之間增加升壓DC/DC功率級輕松實現，如圖10所示。通過此拓撲結構，串聯燈組中的所有LED均具有相同的電流，無論各LED的VF值是多少。
圖10 升壓和降壓組合
還需要注意的一個問題是為什么應包含降壓功率級，而不是直接使用升壓穩壓器運行LED。這兩種拓撲結構之間的重要區別是輸出電容器：升壓穩壓器需要輸出 電容器，而降壓穩壓器可以使用或不使用輸出電容器操作。如果設置中使用輸出電容器，即使在穩壓器已進入調光模式并停止向LED供電后，仍可以為LED輸送 電流一段時間。因此，在LED輸出實際停止前，還需要額外的時間使輸出電容器放電。在LED組中使用串聯開關仍可以實現有效調光，但這需要附加的調光 FET以及更復雜的驅動器集成電路和/或增加外部部件。
除了調光復雜性以外，升壓穩壓器還存在其他LED驅動難題。升壓穩壓器本身無法 保護LED免受負載突降時產生的高線路電壓影響。在升壓/降壓拓撲結構中，降壓穩壓器可以承受高電壓，而不會發生損壞甚至中斷正常工作。升壓穩壓器還易受 到開路（使VO的上升不受約束）和短路（在VO低于VIN時，IO失去控制）影響。最后，由于輸出電流是關于升壓轉換器占空比的函數，因此必須感應電感器 電流和LED電流，這也導致了驅動器的復雜性增加。
總結
本文探討了多個汽車電子系統應用示例及相應的開關電源拓撲結構和兼容的美國國家半導體集成電路，其中，很多LED驅動器集成電路都非常適合汽車電子系統設計師進行高效設計。
恒照度自適應調光的LED驅動器設計
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本文針對傳統照明能效低、耗電量大等問題，設計了LED恒照度調光驅動器。系統使用恒流LED控制芯片NCL30160作為LED光源驅動電 路，采用TSL2561光照度傳感器采集室內光照度，通過處理器相應算法進行閉環控制，實現室內的恒照度調光。該算法實現了PWM波形平滑變化，避免因 PWM突變造成閃光。同時，系統增加了人體運動控制，實現無人、有人時的不同調光方案，使設計進一步節能和智能化。
1 系統簡介及工作原理
系統由PIC16F690單片機、 TSL2561光照度傳感器、LED光源和LED驅動電路4部分組成。由于LED的亮度與工作電流成正比，故調節工作電流即可調節LED的發光亮度。目前 主要有調節正向電流和脈沖調制調光兩種調光方法。由于脈寬調制調光具有不會產生任何色彩偏移、調光精度高、結合數字技術調光、調光范圍寬、不閃爍等優點， 故本文選用脈沖調制調光。
系統主要由TSL2561采集光照度反饋給PIC16F690處理芯片，經過PIC16F690進行相應的算法處理，輸出隨光照度規律變化的PWM波形，經過帶有PWM接口的驅動電路驅動LED燈從而實現調光。系統框圖如圖1所示。
圖1 恒照度調光的LED驅動器系統框圖
同時，在本系統中加入了人體運動控制以及按鍵控制，能夠檢測人體運動，實現在無人時自動關閉LED燈，進一步減少電能浪費;按鍵能夠調節PWM波形的頻率以及設定環境最大光照度，使系統更為人性化。
1.1 PIC16F690單片機
PIC16F690單片機具有高性能的RISC CPU、低功耗以及豐富的外設資源，能夠滿足本系統的硬件資源需求。由于該款單片機資源豐富，既滿足系統需求，又不十分浪費資源，故降低了控制器成本。
1.2 TSL2561光照度傳感器
TSL2561是TAOS公司推出的一種高速、低功耗、寬量程、可編程靈活配置的光強度數字轉換芯片。該芯片的應用能夠提供最好的顯示亮度并降低電源功耗。TSL2561具有以下幾個特點：
①可編程配置許可的光強度上下閾值，當檢測光照度超過閾值時能產生中斷信號;
②數字輸出符合標準的SMBus和I2C總線協議;
③可編程控制模擬增益和數字輸出時間;
④超小封裝和超低功耗;
⑤自動抑制50 Hz/60 Hz的光照波動。
TSL2561 的內部結構如圖2所示。其內部有兩個光敏二極管通道，即通道0和通道1，其中通道0對可見光和紅外線都敏感，通道1僅對紅外線敏感。流過光敏二極管的電流 經過積分式A/D轉換器轉換為數字量，轉換完后將數字量存入芯片內部的寄存器中。積分式A/D轉換器將在一個積分周期完成后自動進行積分轉換過程。 TSL2561可以通過對其內部16個寄存器設定來控制，該16個寄存器可通過標準的SMBus或者I2C總線協議訪問。
圖2 TSL2561的內部結構
2 硬件設計
2.1 控制電路設計
控制電路主要由PIC16F690的最小系統組成，包括復位電路、輸入按鍵電路、下載調試電路、供電電路、晶振電路以及相應的信號輸入/輸出接口。
由于本系統的研究重點在于調光算法，且系統屬于小功率，故供電電路采用簡單實用的阻容電路。芯片供電電壓為3.3 V，采用ASM1117穩壓芯片。
下載調試電路根據微芯公司提供的資料，采用微芯集成仿真器ICD3，接口電路根據官方資料設計。復位電路以及晶振電路按照常用電路設計。總體硬件框圖如圖3所示。
圖3 總體硬件框圖
2.2 驅動電路設計
圖 4為基于恒流LED控制芯片NCL30160的LED驅動電路。NCL30160是安森美半導體推出的一款NFET遲滯降壓、恒流LED驅動器。它將電流 提升到了1.5 A，是新一代高能效的解決方案，損耗非常低，體積很小，可最大限度地減少空間和成本。通過利用僅55 mΩ的低導通阻抗內部MOSFET及以100%占空比工作的能力，能夠提供能效高達98%的方案。最高1.4 MHz的高開關頻率使設計人員可采用更小的外部元件，將電路板尺寸減至最小及成本降至最低。
圖4 驅動電路圖
根據NCL30160的數據手冊及輸出要求計算外圍器件參數。系統采用5顆1 W的LED串聯，恒定電流為350 mA。
R1=200 mV/ILED=200 mV/350 mA≈0.56 Ω （1）
式中，ILED為LED燈串電流。圖4中的C5采用官方數據手冊推薦的取值。電感L1及ROT由式（2）～（4）得到。式中，toff、ton、△I、RDS（oN）的取值參考數據手冊;VIN在此處取為24 V，DCRL為電感電阻，此處取為0 Ω。
3 軟件設計
軟件設計包括主程序設計、I2C總線通信程序設計、調光算法設計，以及運動控制和按鍵輸入程序設計4部分，是實現系統智能化控制的核心。
3.1 主程序設計
圖5為主程序流程圖。主程序的作用是選擇是否改變PWM頻率及照度上限、無人模式和有人調光模式。恒照度算法在定時中斷處理程序中實現。
圖5 主程序流程圖
3.2 調光算法設計
調光算法主要實現光照度信號的采集、數據處理運算并通過相應的算法實現實時跟蹤補償照度，從而實現平滑調光。TSL2561光照度傳感器數字輸出符合 I2C 總線標準協議，實現光照度采集必須實現TSL2561通信。I2C總線標準協議的讀寫方法主要有硬件實現和軟件模擬，由于PIC16F690控制器沒有自 帶的I2C總線接口，故本文采用軟件模擬實現的方法。
采集進來的數據經過TSL2561標準規定的數據計算后獲得光照度，將采集進來的 室內光照度與設定的標準值比較，計算出LED需要補償的照度值，并轉化為處理器內PWM寄存器的值，記為當前PWM值。將前PWM寄存器值記為 PWM原值。將PWM原值與當前PWM值不斷比較遞增或遞減，使PWM輸出以極小的步長跟蹤當前PWM值，從而實現平滑調光。此算法還能解決啟動跳變問 題，使系統啟動時PWM由零慢慢變化到當前PWM值。調光算法程序流程圖如圖6所示。
圖6 調光算法程序流程圖
3.3 運動控制和按鍵輸入程序設計
運動控制采用紅外熱電釋人體運動傳感器，能夠檢測室內是否有人，通過判斷人體的活動情況選擇相應的照明模式。若有人則選擇調光模式，若無人則關閉LED燈，進一步節能。
按鍵輸入主要有模式切換鍵及增減鍵，模式切換鍵主要用于切換改變頻率或者改變光照度的最大設定值。考慮到單片機的硬件資源和合理的調光需求，時鐘預分頻 比設定為4，頻率變化范圍為10～100 kHz，光照度最大設定值根據多次測量各時間段的光照度選取合適的調節范圍，故光照度最大設定值范圍為350～500。
4 實驗結果
本實驗使用TSL2561光照度傳感器、控制電路、驅動電路。LED負載為5顆1 W的LED串聯，恒定電流為350 mA。系統的工作狀態可分為有人和無人，當傳感器檢測為無人時，PWM輸出關閉，此時LED燈串熄滅;反之，則根據室內光照度自動調節LED燈串的亮度。 由于實驗條件限制，室內光照度改由遮光窗簾遮擋窗戶強光來實現。如果系統數據和波形與理論分析一致，則說明系統設計正確。理論計算公式如下：
式中，LUXF為反饋回來的光照度值。
表 1是在多云天氣條件下測得的實驗數據。系統根據不同的室內照度，調節PWM輸出波形從而改變LED光亮度。由于室內照度計探頭位置放置和TSL2561傳 感器有一定的偏差，故數據存在一定的誤差。即在有人時，根據式（5）計算PWM占空比與示波器顯示波形基本吻合;無人時，無論室內光照度值是多少，PWM 占空比均為零，LED不照明。將實驗數據與理論值進行比較，考慮一定誤差的情況下，基本吻合。輸出部分PWM波形如圖7所示，分別為室內光照為22.82 lx和317.08 lx時的PWM波形。
結語
通過實驗證明，系統按照程序設計，能夠很好地進行恒照度控制;運動控制在無人時自動關閉，一旦檢測到有人活動時，馬上進行恒照度控制。同時系統設置了調節調光頻率和最大光照度值，能夠根據不同要求做適當的改變。恒照度自適應調光和人體運動控制有效實現了節能要求。
一種長壽命LED驅動電路設計方案
本文主要針對現有LED驅動電路因存在電解電容而縮短其壽命的缺點，提出了一種無電解電容的LED驅動電路的設計方案。該方案以延長電路使用壽 命為主題，以開關電源與線性電源相互結合為基礎，揚長避短充分利用各自的優勢，因為開關電源具有高效率的能量變換的特點而線性電源具有無輸出紋波的特點， 本設計方案充分利用其各自的優勢來替代電解電容濾波，有效的解決了現有 LED驅動電路存在壽命短的問題。這款LED驅動電路無大容量電解電容，小型電容可以采用長壽命的薄膜電容等容性元件，使其具有壽命長、效率高、紋波電流 小特點，并且具有較高的安全性和穩定性。
1.前言
LED（發光二極管） 為新一代的綠色照明光源，具有節能、環保、高亮度、長壽命等諸多優點。它不僅是照明光源的新寵，也與人們的生活戚戚相關。因此，研制長壽命的驅動電源，構 建高效率、低成本、高功率因數和是LED燈發光品質和整體性能的關鍵，也是 LED照明技術發展的需要。據不完全統計現有的白熾燈泡壽命比LED燈少約40倍。因為發光二級管不僅是直流電流驅動器件，也是光電轉換器，有將光電轉換 的功能。它的作用主要是通過流動電流，將電能轉變為光能，所以其優勢是比一般的光源的節能效率和工作壽命都要高。但是，在LED驅動電源的整流電路和濾波 電路中一般需要使用大容量的電解電容。電解電容器的壽命一般為l05℃/2000h，就是說當電容周圍溫度升高到105℃時其壽命只有84天，即使工作在 溫度為85℃的環境中，使用壽命也僅為332天，所以電解電容是阻礙LED驅動電路壽命的主要原因。為了提高驅動電源的壽命，有必要去掉電解電容，為此文 中提出一種無電解電容的高亮度LED驅動電源。
2.LED驅動電路的工作原理
本設計方案電路的總體框圖如圖1所示：
電路拓撲采用反激式拓撲電路、利用PWM控制開關頻率，使其輸出恒定的電流和電壓，驅動LED燈。主要包括：前級保護電路、EMI濾波電路、整流電路、RCD鉗位電路、同步整流電路、功率轉換電路、輸出濾波電路、反饋電路、控制電路等。
為了使電路受電磁干擾較小，將EMI濾波電路接在前級保護電路后，通過它將電路中的高次諧波和電路中的浪涌濾除。
在輸入整流部分上，分別由橋式整流電路及π型濾波電路構成，因為二極管具有單向導通的特性，所以橋式整流電路可以將交流電轉換為單向的直流電，而后在π型濾波電路的作用下，輸出穩定直流電壓。
再由控制電路調節和控制使輸出達到設計值，最后經過輸出濾波電路，使輸出波紋減小變成直流電，最后將直流電輸出給LED使用。
3.LED驅動電路的具體設計
3.1 輸入電路的設計
本設計電路的指標為：輸入交流電壓Vin:90-264 VAC/50-60Hz;輸出電壓Vo:27VDC;輸出電流Io:0.68A.
如圖2所示，輸入電路包括安全保險裝置、EMI噪聲濾波裝置、橋式整流電路和π型濾波電路。
如圖2所示，為了減少在1MHz的頻段內的電磁干擾，由電容C1、C2和電感L1、L2組成了EMI噪聲濾波電路。安全保險裝置由保險絲和 ZNR組成，當有危害電路的尖峰電流產生的時候，保險絲會迅速切斷電路以保護負載；ZNR是浪涌吸收器，當驅動電路的輸入端出現靜電和浪涌時它會變得阻抗 很高，因此可以保護后面的電路。橋式整流濾波電路，它的作用是將交流電轉換成直流電，其后的π型濾波器的作用濾除電路中電壓與電流的波紋。
3.1.1 EMI濾波器的設計
EMI濾波電路圖如圖3所示，EMI濾波電路在整流橋前，由差模電容CX1和CX2，主要用于衰減差模干擾，其值一般較大。
為了減少差模干擾，所以在整流橋后添加由C1、C2和L1組成π型差模濾波器。
EMI濾波電路中的差模電容選用X安規電容，安全等級為X2，其耐壓值2500V，其中CX1=0.47uF，CX2=0.01uF.共模電感LX1為 7mH和LX2為1mH.整流橋后π型濾波電路的C1和C2濾波電容選用耐壓450V的薄膜電容，其電容值為0.22uF;差模電感L1大小為1mH.
從圖4中可以看出，當頻率高過1KHZ時噪聲信號會有明顯的下降。可以看出該電路可以有效地降低高頻干擾。
3.1.2 整流橋二極管的選擇
整流橋二極管的電壓應力為：
考慮裕量，選用H D 0 6 （ V R = 6 0 0 V，IFAN=0.8A）。
3.2 高頻反激變壓器的設計
3.2.1 變壓器的參數的設計
（1）使用90Vac輸入電壓和9串負載做為最差工作條件來設計。
3.2.2 變壓器的仿真
如圖5所示，變壓器工作在DCM條件下原邊與副邊的電路電流波形圖。從圖中可以看出原邊電流Ipm與副邊電流Ism的值總是在從0開始增加，變壓器工作在此狀態可以保證能量的基本完全傳遞。
3.3 輸出電路的設計
如圖6所示。輸出電路由整流二極管D4，濾波電容C9，C10和穩壓管D5組成。
3.3.1 輸出整流二極管的選擇輸出整流二極管D4的選擇標準：額定電壓應大于1.5倍的輸入電壓，額定電流應當大于2倍的輸出電流，反向恢復時間小于100ns.綜上所述，D4選擇為MB220，其參數為：200mA，100V，trr=50ns.
3.3.2 輸出電容的選擇
如圖6所示，C9和C10是輸出濾波電容，由于輸出負載是LED串，根據LED的伏安特性，LED 正向導通電壓的較小的波動，都會導致LED導通電流較大的變動，因此要控制輸出的紋波電壓，而且在控制環節采用電流補償和提高開關頻率的技術，使得在不增 大紋波電壓的情況下適當的減小輸出電容值，因此這里選用的是四個22nF/50V的電解電容并聯。
3.3.3 穩壓管的選擇
如圖6所示，D 5為輸出電路中的穩壓管，因為當開關關斷的瞬間將會有反向電流流過IPD，這種反向電流將會導致器件損壞，所以應在輸出電路中添加穩壓管。使用的穩壓管應 達到指標：I D》2？Io=2×0.68=1.36A，UD》Uo=27V，反向恢復時間trr《100ns.考慮裕量，所以本設計采用的器件為 MB220，其設計的參數為：2A/43V/50ns.，。
如圖7 所示， 負載的電流波形圖為i（p），負載的輸出電壓波形圖為out，從圖中可以看出，輸出電壓穩定在27.8V，輸出電流穩定在0.68A.
3.4 有源紋波補償電路的設計
3.4.1 有源紋波補償理論
因為現有的L C濾波電路無法完全濾除紋波，而且電容量小的電容濾波效果更差，所以傳統的開關電源輸出波紋大，若流過LED的電流紋波過大將不僅影響了LED的光效，而 且影響LED的光衰，特別是電解電容由于它的使用壽命短，從而嚴重的縮短了開關電源和LED的使用壽命。因此，從研究小電容量入手、以輸出紋波小、能量變 換效率高為內容，以使用的安全性和長期性為目的，構建新型驅動電源，是十分重要的和必要的，是當前急需解決的問題，具有一定的科學性和可靠性。
文獻［4］在總結主輔補償電路的基礎上，采用線性電源對電感紋波電流進行補償的方法，其電路結構如圖8所示。通過檢測電阻R1的電壓來檢測電感紋波電 流，放大器輸出與電感紋波電流反向的補償電流通過電阻R5將電感紋波電流補償。該電路通過用電阻匹配來解決紋波電流補償問題，容易實現；并且省去電解電 容，使得電源的使用壽命能夠延長。
3.4.2 有源紋波補償電路的設計與仿真
如圖9所示，有源紋波補償電路由三極管，運算放大器A1，A2，和電感電流檢測電阻組成。其原理是通過檢測電感兩端的電流，通過運算放大器A1和A2比較后控制三極管的開關實現電流的補償。
如圖10所示，圖i（p）為電感輸出電流，圖i（e）為補償電流，二者疊加后為輸出到二極管的電流。從圖中可以看出，經過補償電路對LED電流的補償可以有效地減小電流波紋。
4.結束語
目前LED驅動電路中，影響驅動電路整體壽命的主要因素是儲能電容，所以本設 計采用線性電源抑制輸出波紋，達到減小儲能電容的電容量的目的，因此可以在不增加輸出波紋的情況下采用壽命長的薄膜電容取代電解電容，從而提高LED驅動 電路的整體壽命。從仿真結果來看，采用以有源紋波補償后，電路運行穩定，各項指標滿足要求，這說明此方法能夠有效的提高了驅動電路的使用壽命。
Fairchild FL7730 Application Circuit
?兼容傳統TRAIC調光方式
?單級PFC控制，PF 可達 0.92
?效率最大到 84%，無需輸入大電容及反饋線路
?內建 CC/CV，CC mode 具備線電壓補償
?輸入電壓范圍：80 to 308VAC，工作電流：5mA
?具有開路/短路保護，逐周期限流
NXP
AC Traic dimming solution
SSL2101 /SSL2102
?SSL2101/2102 內置 650V power MOSFET
?電路架構簡單 Flyback or Buck
?PCB板可以更小
?SLL2101/2102 的輸入電壓范圍：85 to 276VAC
?輸出電壓：9 to25V
?輸出可調電范圍：0mA to 400mA
?過電壓保護有，保護點：25V
?可相容市面上多種AC TRAIC調光器
?PF> 0.9
?效率> 80%
安森美
NCL30000
?極低的啟動電流：24μA，工作電流：2mA.
?固定導通時間，CRM 模式控制單元
?+500/-800mA 閘極極驅動電流
?PF> 0.9
?專為CREE的MPL而設計，輸出電流450mA，效率達80%
?SOIC-8 封裝
TI
LM3447
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?輸入功率可調節
?固定頻率連續導通模式運行
?谷值開關實現高效率和低 EMI
?熱折返功能的LED保護
?LED開路和短路保護
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工商網監
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