實際電容及其寄生效應

圖1所示為實際電容的模型。電阻RP代表絕緣電阻或泄漏，與標稱電容(C)并聯。第二個電阻RS（等效串聯電阻或ESR）與電容串聯，代表電容引腳和電容板的電阻。

圖1. 實際電容等效電路包括寄生元件

電感L（等效串聯電感或ESL）代表引腳和電容板的電感。最后，電阻RDA和電容CDA一起構成稱為電介質吸收(DA)現象的簡化模型。在采樣保持放大器(SHA)之類精密應用中使用電容時，DA可造成誤差。但在去耦應用中，電容的DA不重要，予以忽略。

圖2顯示了不同類型的100 μF電容的頻率響應。理論上，理想電容的阻抗隨著頻率提高而單調降低。實際操作中，ESR使阻抗曲線變得平坦。隨著頻率不斷升高，阻抗由于電容的ESL而開始上升。“膝部”的位置和寬度將隨著電容結構、電介質和電容值而變化。因此，在去耦應用中，常常可以看到較大值電容與較小值電容并聯。較小值電容通常具有較低ESL，在較高頻率時仍然像一個電容。電容并聯組合覆蓋的頻率范圍比組合中任何一個電容的頻率范圍都要寬。

圖2. 各種100μF電容的阻抗

電容自諧振頻率就是電容電抗(1/ωC)等于ESL電抗(ωESL)時的頻率。對這一諧振頻率等式求解得到下式：

所有電容的阻抗曲線都與圖示的大致形狀類似。雖然實際曲線圖有所不同，但大致形狀相同。最小阻抗由ESR決定，高頻區域由ESL決定，而后者在很大程度上受封裝樣式影響。

去耦電容類型

電解電容系列具有寬值范圍、高電容體積比和廣泛的工作電壓，是極佳的高性價比低頻濾波器元件。該系列包括通用鋁電解開關類型，提供10 V以下直至約500 V的工作電壓，大小為1 μF至數千μF不等（以及成比例的外形尺寸）。

所有電解電容均有極性，因此無法耐受約1 V以上的反向偏置電壓而不造成損壞。此類元件具有相對較高的漏電流（可能為數十μA），具體漏電流在很大程度上取決于特定系列的設計、電氣尺寸、額定電壓及施加電壓。不過，漏電流不可能是基本去耦應用的主要因素。

大多數去耦應用不建議使用通用鋁電解電容。不過，鋁電解電容有一個子集是“開關型”，其設計并規定用于在最高達數百kHz的頻率下處理高脈沖電流，且損耗很低。此類電容在高頻濾波應用中可直接媲美固態鉭電容，且具有更廣泛的可用值。

固態鉭電解電容一般限于50 V或更低的電壓，電容為500 μF或更低。給定大小時，鉭電容比鋁開關電解電容呈現出更高的電容體積比，且具有更高的頻率范圍和更低的ESR。鉭電容一般也比鋁電解電容更昂貴，對于浪涌和紋波電流，必須謹慎處理應用。最近，使用有機或聚合物電解質的高性能鋁電解電容也已問世。這些電容系列擁有略低于其他電解類型的ESR和更高的頻率范圍，另外低溫ESR下降也最小。此類元件使用鋁聚合物、特殊聚合物、POSCAP?和OS-CON?等標簽。

陶瓷或多層陶瓷(MLCC)具有尺寸緊湊和低損耗特性，通常是數MHz以上的首選電容材料。不過，陶瓷電介質特性相差很大。對于電源去耦應用，一些類型優于其他類型。采用X7R的高K電介質配方時，陶瓷電介質電容的值最高可達數μF。Z5U和Y5V型的額定電壓最高可達200 V。X7R型在直流偏置電壓下的電容變化小于Z5U和Y5V型，因此是較佳選擇。

NP0（也稱為COG）型使用介電常數較低的配方，具有標稱零TC和低電壓系數（不同于較不穩定的高K型）。NP0型的可用值限于0.1μF或更低，0.01 μF是更實用的上限值。

多層陶瓷(MLCC)表面貼裝電容的極低電感設計可提供近乎最優的RF旁路，因此越來越頻繁地用于10 MHz或更高頻率下的旁路和濾波。更小的陶瓷芯片電容工作頻率范圍可達1 GHz。對于高頻應用中的這些及其他電容，通過選擇自諧振頻率高于最高目標頻率的電容，可確保有用值符合需要。

薄膜型電容一般使用繞線，增加了電感，因此不適合電源去耦應用。此類型更常用于音頻應用，此時需要極低電容和電壓系數。

最后，務必選擇擊穿電壓至少為電源電壓兩倍的電容，否則當電路上電時，可能會發生意外。

不良去耦技術對性能的影響

圖3顯示1.5 GHz高速電流反饋運算放大器AD8000的脈沖響應。兩幅示波器圖均是利用評估板獲得。左側曲線顯示正確去耦的響應，右側曲線顯示同一電路板上去除去耦電容后的響應。兩種情況中，輸出負載均為100 Ω。

圖3. 去耦對AD8000運算放大器性能的影響

示波器圖說明，沒有去耦時，輸出表現出不良響鈴振蕩，這主要是因為電源電壓隨負載電流變化而偏移。

現在考察正確及錯誤去耦對14位、105 MSPS/125 MSPS高性能數據轉換器ADC AD9445的影響。雖然轉換器通常無PSRR規格，但正確去耦仍非常重要。圖4顯示正確設計電路的FFT輸出。這種情況下，我們使用AD9445的評估板——注意頻譜很干凈。

圖4. 正確去耦時AD9445評估板的FFT圖

AD9445的引腳排列如圖5所示。請注意，電源和接地引腳有多個。這是為了降低電源阻抗（并聯引腳）。

圖5. AD9445引腳排列圖，來自AD9445數據手冊

模擬電源引腳有33個。18個引腳連接到AVDD1（電壓為3.3 V ±5%），15個引腳連接到AVDD2（電壓為5 V ± 5%）。DVDD（電壓為5 V ± 5%）引腳有4個。在本實驗所用的評估板上，每個引腳有0.1μF陶瓷去耦電容。此外，沿電源走線還有數個10 μF電解電容。

圖6顯示了從模擬電源去除去耦電容后的頻譜。請注意，高頻雜散信號增加了，還出現了一些交調產物（低頻成分）。信號SNR已顯著降低。本圖與上圖的唯一差異是去除了去耦電容。

圖6. 從模擬電源去除去耦電容后AD9445評估板的FFT圖

圖7顯示從數字電源去除去耦電容的結果。注意雜散同樣增加了。另外應注意雜散的頻率分布。這些雜散不僅出現在高頻下，而且跨越整個頻譜。本實驗使用轉換器的LVDS版本進行。可以想象，CMOS版本會更糟糕，因為LVDS的噪聲低于飽和CMOS邏輯。

圖7. 從數字電源去除去耦電容后AD9445評估板的SNR圖

這些實驗表明，除去大多數或所有去耦電容會導致性能降低，但要分析或預測除去一兩個去耦電容的影響是很困難的。當拿不定主意時，最佳策略是放上電容。雖然成本略有增加，但消除了性能降低的風險，這樣做通常是值得的。

去耦總結

關于去耦的內容還有很多，但我們希望大家對其在實現系統期望性能方面所起的作用有了一個大致了解。

另一個寶貴的指導資源是制造商的評估板，大部分IC產品都有相應的評估板。很多情況下，您只需下載原理圖、布局和元件列表，然后了解關于去耦做了些什么，而不必實際購買評估板。您可以確信，這些評估板的設計非常用心，旨在實現待評估IC的最佳性能。