如何使用負載分擔方法提升輸出電流能力

在便攜電子設備等空限受到高度約束的應用中，其中一個主要的集成電路(IC)選擇標準是封裝尺寸。大多數模擬IC制造商能夠提供空間效率極高的封裝，如uDFN或uCSP。然而，在模擬功率分配方面，這類超小型封裝IC的主要限制就是功率耗散。因此，DC-DC轉換器最大電流能力在1.5 A至2 A范圍。雖然這電流對絕大多數應用都足夠，但某些應用可能需要超過1.5 A至2 A的電流。在這種情況下，不僅是對于手持設備設計人員，還是IC制造商，使用超小型封裝DC-DC轉換器都具挑戰;而隨著更大功率需求的出現，此前業界廣泛提供的低于1.5 A高集成IC的陣容也大幅變窄了。

　　要提供這樣的大輸出電流，并聯2個通用DC-DC轉換器也許是一種高性價比的解決方案。這種方法也可能因為厚度、空間節省和散熱優勢等因素而被采用。

　　然而，DC-DC轉換器進行輸出電壓穩壓時帶有容限，其中包含帶隙漂移、比較器偏移和閉環穩壓等參數。設計人員使用帶外部電阻橋的轉換器時還必須顧及電阻精度。

　　本文將詳述設計帶2個并聯DC-DC轉換器的電源的方法和技巧。最后，還將探討一種高性價比和高空間效率的解決方案及其應用設計，此方案使用高集成度雙通道降壓轉換器，提供1.6 A電流能力。

　　NCP1532

　　NCP1532雙通道降壓DC-DC轉換器是一款單片集成電路，專門用于采用1節鋰離子電池或3節堿/鎳鉻/鎳氫電池供電的便攜應用，為新的多媒體設計的內核和輸入/輸出(I/O)電壓供電。兩個通道的電壓都可在0.9V至3.3V范圍之間調節，能夠提供達1.6A的總電流，而每通道的最大電流為1.0A。兩個轉換器都工作在 2.25MHz開關頻率，能使用較小的電感(低至1μH)和電容以減小元件尺寸，還可180o異相工作以降低電池上的大量電流需求。這器件可在PWM/PFM模式之間自動切換，并采用同步整流技術，提供更高的系統能效。

必須評估外部元件

　　并聯2個DC-DC轉換器來增加輸出電流能力需要額外的鎮流電阻，以此防止出現2個轉換器沒有精確設定為相同電壓的狀況。在諸如安森美半導體NCP1532這樣的全集成雙通道DC-DC轉換器中，源自誤差放大器和參考電壓的漂移可以忽略不計。然而，工程師需將這些鎮流電阻減至最小，以降低功率損耗、優化解決方案能效，及確保可接受的負載穩壓性能。

　　下述假設用于計算鎮流電阻：

　　● 兩個轉換器使用相同參考電壓。但由于外部電阻容限的緣故，每通道穩壓輸出電壓并不相同，我們能夠假設通道1在其容限的高端穩壓，而通道2而在其容限的低端穩壓;

　　● 鎮流電阻將確保兩個轉換器不能超過它們的最大輸出電流，即每通道1 A;

　　● 兩個RSHARE鎮流電阻的電阻值相同。

　基于上述假設，圖2對應的電氣參數可用于計算鎮流電阻：

　　其中VOUT是輸出電壓;TOLOUT是外部分流比提供的容限，由等式(2)確定;IOUT是每通道最大輸出電流;ILOADmax是最大額定電流。

　　總輸出電壓參考TOLOUT取決于外部分流器TOLR的精度：

　　以NCP1532為例，完成鎮流電阻計算所需的參數是：反饋電壓閾值VFB = 0.6 V;最大輸出電流IOUT=1.0A;最大額定電流ILOADmax=1.6A;輸出電壓VOUT=1.2V、所使用電阻分流器精度為0.1%的DC-DC輸出的容限是：

　　除了典型應用示意圖所描述的第一部分的幾個外部元件，這交錯式NCP1532雙通道應用示意圖還使用2個精度為0.1%的電阻橋和2個連接濾波器輸出至外部負載的6mW鎮流電阻。

　仿真圖顯示鎮流電阻對負載穩壓的影響

　　如果我們視兩個通道為適合的電壓源—配置為提供1.2V±0.1%精度，圖4仿真了我們的設計示例。

　　6mW鎮流電阻補償電阻分流器的高端及低端容限，而不會超越最大輸出電流能力。然而，這種方法在1.6A電流時影響負載穩壓性能達4.8mV，并會增加串聯損耗。

　　提升能效的關鍵是將RSHARE鎮流電阻減至最小

　　將串聯損耗減到最小的關鍵因素是將等式(1)和等式(2)確定的鎮流電阻RSHARE減至最小。基于雙通道DC-DC轉換器的最初假設能夠在相當程度上降低這些串聯電阻值。因此，可以在負載均衡情況下計算1.6A負載時的功率損耗：

　　而在均衡負載情況下，可以得出：

　　與負載提供的功率相比較：

　　使用雙通道DC-DC轉換器時，鎮流電阻對能效產生的影響(8.2mW/1.92W=0.0043)小于0.5%。

　　交錯使用兩個精度為3%的獨立式DC-DC轉換器將需要電阻值更高的鎮流電阻;而這會大幅影響負載穩壓及能效。已經計算出3%精度時的鎮流電阻為180mΩ。使用兩個獨立式DC-DC轉換器影響能效達12%，而這對便攜設備而言是不可接受的。

負載瞬態性能確認設計的有效性

　　使用兩個單獨通道有利于對大負載瞬態事件作出反應。而且，與“超級”DC-DC轉換器相比，這種負載分擔(load sharing)方法能夠使用頻率更高、帶寬更大的器件。高開關頻率需要更小電感，而較小電感對電流改變作出反應所需的時間更短。圖5詳細描繪了與圖3應用電路相關的800mA負載瞬態和1μs上升時間。

　　瞬態性能證實了系統的大帶寬和穩定性：過沖可接受，沒有振鈴，恢復速度快。圖5顯示，在800mA負載瞬態下的壓降低于40mV，而上升時間為1μs。這個測量結果確認了負載分擔分析的有效性，并進一步提升了這種解決方案的主要優勢。

　　異相工作降低電池線路上的瞬態噪聲以及電磁干擾

　　先進的DC-DC降壓轉換器能夠具有同步特性，降低開關噪聲及減少電磁干擾(EMI)。我們示例中的雙通道降壓轉換器能夠異相工作;這個選項是可以外部選擇的。在那種控制模式下，第一個轉換器的開關事件與第二個轉換器的開關事件方向相反(隔180o)。另外，電池線路上的功率需求分布在兩種工作相位，而使用異相工作時三角波形消失。高端和低端晶體管導通和關閉時出現的尖峰也大幅減小。

　　空間要求及布線

　　應用高頻DC-DC轉換器需要注意一些規則，這樣才能獲得強大的便攜應用。

　　良好的布線是防止開關穩壓器自身及給應用產生噪聲的關鍵。實際上，類似于任何閉環系統，保護反饋引腳使其免受任何外部寄生信號耦合的影響需要特別的注意。由于便攜數字電路消耗大量電流，設計人員必須從輸入到輸出，特別檢查電池到地平面的大電流通道構成的環路即所謂的電流環路。

　　通常最少應用4層的印制電路板，其中包括接地層和電源層。大電流通道(電感電容(LC)濾波器和鎮流電阻)設計在上部，而敏感的反饋網絡位于底部。

　　結語

　　對于需要大電流的應用而言，交錯2個通用DC-DC轉換器是一個增值特性。與單個“超級”獨立DC-DC轉換器相比，負載分擔技術在2個不同通道分散功率和噪聲，因此將器件保持在相同溫度所需花費的冷卻精力更少。諸如輸入和輸出電容及電感等外部元件會更小，并能幫助節省應用電路板上的空間。

　　如果鎮流電阻對負載穩壓和能效的影響減至最小，對負載極重及有大負載瞬態需求的應用而言，負載分擔就是一種極佳的方法。

　　安森美半導體的NCP1532是一種應用這種技術的高空間效率和高性價比解決方案。