PWM（Pulse Width Modulation）控制技術(shù)就是對脈沖的寬度進(jìn)行調(diào)制的技術(shù)，即通過對一系列脈沖的寬度進(jìn)行調(diào)制，來等效的獲得所需要的波形（含形狀和幅值）。

　　1.3.1 PWM控制的基本原理

　　脈寬調(diào)制（PWM）控制方式就是對逆變電路開關(guān)器件的通斷進(jìn)行控制，使輸出端得到一系列幅值相等的脈沖，用這些脈沖來代替正弦波或所需要的波形。也就是在輸出波形的半個周期中產(chǎn)生多個脈沖，使各脈沖的等值電壓為正弦波形，所獲得的輸出平滑且低次斜波諧波少。按一定的規(guī)則對各脈沖的寬度進(jìn)行調(diào)制，即可改變逆變電路輸出電壓的大小，也可改變輸出頻率。

　　在采樣控制理論中有一個重要的結(jié)論，即沖量相等而形狀不同的窄脈沖加在具有慣性的環(huán)節(jié)上，其效果基本相同。沖量既指窄脈沖的面積。這里所說的效果基本相同。是指該環(huán)節(jié)的輸出響應(yīng)波形基本相同。如把各輸出波形用傅里葉變換分析，則它們的低頻段特性非常接近，僅在高頻段略有差異。

　　根據(jù)上面理論我們就可以用不同寬度的矩形波來代替正弦波，通過對矩形波的控制來模擬輸出不同頻率的正弦波。

　　例如，把正弦半波波形分成N等份，就可把正弦半波看成由N個彼此相連的脈沖所組成的波形。這些脈沖寬度相等，都等于 ∏／n ，但幅值不等，且脈沖頂部不是水平直線，而是曲線，各脈沖的幅值按正弦規(guī)律變化。如果把上述脈沖序列用同樣數(shù)量的等幅而不等寬的矩形脈沖序列代替，使矩形脈沖的中點(diǎn)和相應(yīng)正弦等分的中點(diǎn)重合，且使矩形脈沖和相應(yīng)正弦部分面積（即沖量）相等，就得到一組脈沖序列，這就是PWM波形。可以看出，各脈沖寬度是按正弦規(guī)律變化的。根據(jù)沖量相等效果相同的原理，PWM波形和正弦半波是等效的。對于正弦的負(fù)半周，也可以用同樣的方法得到PWM波形。

　　在PWM波形中，各脈沖的幅值是相等的，要改變等效輸出正弦波的幅值時(shí)，只要按同一比例系數(shù)改變各脈沖的寬度即可。根據(jù)上述原理，在給出了正弦波頻率，幅值和半個周期內(nèi)的脈沖數(shù)后，PWM波形各脈沖的寬度和間隔就可以準(zhǔn)確計(jì)算出來。按照計(jì)算結(jié)果控制電路中各開關(guān)器件的通斷，就可以得到所需要的PWM波形。

　　1.3.2 SVPWM控制簡介

　　SVPWM是近年發(fā)展的一種比較新穎的控制方法，是由三相功率逆變器的六個功率開關(guān)元件組成的特定開關(guān)模式產(chǎn)生的脈寬調(diào)制波，能夠使輸出電流波形盡 可能接近于理想的正弦波形。空間電壓矢量PWM與傳統(tǒng)的正弦PWM不同，它是從三相輸出電壓的整體效果出發(fā)，著眼于如何使電機(jī)獲得理想圓形磁鏈軌跡。 SVPWM技術(shù)與SPWM相比較，繞組電流波形的諧波成分小，使得電機(jī)轉(zhuǎn)矩脈動降低，旋轉(zhuǎn)磁場更逼近圓形，而且使直流母線電壓的利用率有了很大提高，且更易于實(shí)現(xiàn)數(shù)字化。

　　SVPWM 的理論基礎(chǔ)是平均值等效原理，即在一個開關(guān)周期內(nèi)通過對基本電壓矢量加以組合，使其平均值與給定電壓矢量相等。在某個時(shí)刻，電壓矢量旋轉(zhuǎn)到某個區(qū)域中，可由組成這個區(qū)域的兩個相鄰的非零矢量和零矢量在時(shí)間上的不同組合來得到。兩個矢量的作用時(shí)間在一個采樣周期內(nèi)分多次施加，從而控制各個電壓矢量的作用時(shí)間，使電壓空間矢量接近按圓軌跡旋轉(zhuǎn)，通過逆變器的不同開關(guān)狀態(tài)所產(chǎn)生的實(shí)際磁通去逼近理想磁通圓，并由兩者的比較結(jié)果來決定逆變器的開關(guān)狀態(tài)，從而形成PWM 波形。

　　1.4 本課題的主要研究內(nèi)容與意義

　　1.4.1 課題的主要研究內(nèi)容

　　本課題研究的三相光伏并網(wǎng)逆變器，是光伏并網(wǎng)發(fā)電系統(tǒng)的重要組成部分，主要由主電路和控制電路兩部分組成。主電路部分采用三相電壓型PWM逆變電路，控制電路主要包含雙閉環(huán)控制模塊（電流內(nèi)環(huán)，電壓外環(huán)）、DQ坐標(biāo)變換模塊和SVPWM控制模塊。本課題主要利用MATLAB的SIMILINK系統(tǒng)仿真軟件，建立了三相并網(wǎng)逆變器的仿真模型， 構(gòu)成雙閉環(huán)，對這些模塊的基本原理進(jìn)行詳細(xì)分析和參數(shù)整定（如PI調(diào)節(jié)器參數(shù)整定）。直流變換側(cè)加入電流環(huán)為光伏電池最大功率點(diǎn)跟蹤（MPPT）算法提供電流數(shù)據(jù)，實(shí)時(shí)跟蹤功率的最大輸出值，盡可能提高光伏發(fā)電系統(tǒng)的效率，并保證并網(wǎng)運(yùn)行具有穩(wěn)定可靠的鎖相功能。

　　1.4.2 課題的意義

　　本課題設(shè)計(jì)的三相光伏并網(wǎng)逆變器，應(yīng)使輸出電流為良好的正弦電流波形，并于電網(wǎng)電壓基本同相位，具有實(shí)時(shí)控制、電流響應(yīng)快、輸出電壓電流波形不含特定次諧波等優(yōu)點(diǎn)。

　　2 三相光伏并網(wǎng)逆變器的數(shù)學(xué)模型及坐標(biāo)變換原理

　　2.1 三相光伏并網(wǎng)逆變器在靜止坐標(biāo)系下的數(shù)學(xué)模型

　　2.1.1電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)及建模假定條件

　　常用的三相電壓型PWM 逆變器主電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖2.1所示， 其中ea、eb、ec 為電源三相電動勢， ia、ib、ic表示逆變器三相輸出電流; ua、ub、uc 為逆變器輸出相電壓; L 為交流側(cè)濾波電感， C 為直流側(cè)濾波電容，Vdc為直流側(cè)電源電壓，開關(guān)器件由可控器件IGBT組成。為簡化分析且又不脫離電路的實(shí)際工作情況， 在推導(dǎo)以便其的數(shù)學(xué)模型之前， 特做如下假設(shè)：

　　（ 1）電網(wǎng)為三相對稱的理想電壓源;

　　（ 2）三相回路等效電阻和電感相等;

　　（ 3）網(wǎng)側(cè)濾波電感L是線性的， 且不考慮飽和;

　　（ 4）忽略分布參數(shù)影響;

　　（ 5）忽略開關(guān)器件的導(dǎo)通壓降和開關(guān)損耗。

　　2.1.2 三相靜止坐標(biāo)系下的數(shù)學(xué)模型

　　不考慮逆變器變換損耗， 忽略高頻分量的影響，根據(jù)基爾霍夫定律，

　　2.2 同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)變換（ dq變換）原理與方法

　　在 ABC 坐標(biāo)系中， 需要控制的網(wǎng)側(cè)電流均為時(shí)變交流量， 因而不利于控制系統(tǒng)設(shè)計(jì)。因此通過坐標(biāo)變換將三相ABC 靜止坐標(biāo)系轉(zhuǎn)換成同步旋轉(zhuǎn)dq 坐標(biāo)系。經(jīng)坐標(biāo)旋轉(zhuǎn)變換后， 三相對稱靜止坐標(biāo)系中的基波正弦變量將轉(zhuǎn)化成同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系中直流變量。另外，兩相坐標(biāo)系的d 軸q軸互相垂直， 因而沒有磁的耦合; 僅此兩點(diǎn)就會使數(shù)學(xué)模型簡單許多， 利于控制系統(tǒng)的設(shè)計(jì)應(yīng)用。

　　2.2.1 dq 坐標(biāo)與三相靜止坐標(biāo)的關(guān)系圖

　　坐標(biāo)系的定義基準(zhǔn)不同， 電氣量的表達(dá)式及坐標(biāo)變換的結(jié)果也就不一樣。在此以IEEE 的定義標(biāo)準(zhǔn)為基準(zhǔn)， 即以逆時(shí)針旋轉(zhuǎn)方向?yàn)榛鶞?zhǔn)， abc 三相靜止坐標(biāo)逆時(shí)針排列、彼此相差， dq 坐標(biāo)逆時(shí)針同步旋轉(zhuǎn)（以角頻率ωθ同步旋轉(zhuǎn)）、d 軸與a 軸的夾角為θ、q 軸位于在旋轉(zhuǎn)方向上比d 軸超前的位置上。dq 坐標(biāo)與abc三相靜止坐標(biāo)的關(guān)系。

　　2.2.2 dq坐標(biāo)變換的方法

　　坐標(biāo)變換通常有等量變換和等功率變換兩種方式， 所謂等量變換是指坐標(biāo)變換前后電氣量的通用矢量相等， 而等功率變換則是變換前后功率保持不變。本文采用等量dq 變換法來建立三相VSR的數(shù)學(xué)模型。

　　將d 軸定向于A 軸旋轉(zhuǎn)θ角度后的矢量方向上， q軸與之垂直， 如圖2.2 所示。定義d 軸與電網(wǎng)電動勢矢量e同相， 則d軸方向的電流分量id為有功電流， d 軸落后于q 軸， 因此q軸方向的電流分量iq為無功電流。初始條件下， 令d軸與a 軸重合。

　　2.3 三相光伏并網(wǎng)逆變器在兩相旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下的數(shù)學(xué)模型

　　式中為電感電流矢量;為逆變器橋臂輸出電壓矢量; 為電網(wǎng)電壓矢量; L 為每相濾波電感。

　　整理后可以得到三相并網(wǎng)逆變器在兩相同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下的數(shù)學(xué)模型。

　　經(jīng)過坐標(biāo)變換后， 所控制的變量id， iq均為直流分量， 簡化了控制系統(tǒng)的分析和設(shè)計(jì)。并網(wǎng)有功分量由id控制， 無功分量由iq控制， 控制id 和iq， 就可以實(shí)現(xiàn)系統(tǒng)有功分量和無功分量的控制。

　　3 三相光伏并網(wǎng)逆變器的控制策略

　　3.1 三相并網(wǎng)逆變器的開環(huán)控制

　　三相并網(wǎng)逆變電路是以無源逆變電路為基礎(chǔ)而衍生的，本節(jié)內(nèi)容先研究分析無源逆變的模型及仿真，再進(jìn)而研究有源逆變的模型及仿真結(jié)果。

　　3.1.1 無源逆變的模型及仿真

　　利用matlab軟件搭建的三相無源逆變電路的模型如下：

　　給定直流電源電壓Vdc=600V，交流側(cè)R=2Ω，L=2mH，給定的三想調(diào)制波信號為：

　　與計(jì)算所得出的結(jié)果基本一致，說明了理論分析的正確性。

　　3.1.2 有源逆變的模型及仿真

　　在無源逆變電路的基礎(chǔ)上，建立有源逆變電路模型，

　　以電網(wǎng)電壓電動勢矢量為參考。分以下四種情況進(jìn)行討論分析

　　（1）電流矢量滯后電動勢矢量，此時(shí)電壓矢量端點(diǎn)位于圓軌跡A點(diǎn)，交流側(cè)呈電感特性。

　　（2）電流矢量與電動勢矢量，此時(shí)電壓矢量端點(diǎn)位于圓軌跡B點(diǎn)，

　　交流側(cè)呈電阻特性，如圖所示：

　　（3）電流矢量超前電動勢矢量，此時(shí)電壓矢量端點(diǎn)位于圓軌跡C點(diǎn)，交流側(cè)呈電容特性

　　當(dāng)電壓矢量端點(diǎn)在圓軌跡AB和BC上運(yùn)動時(shí)，逆變器工作在整流狀態(tài)，從電網(wǎng)吸收有功，而在AB上時(shí)還要吸收感性無功功率，BC上時(shí)吸收容性無功功率。在B點(diǎn)時(shí)，實(shí)現(xiàn)單位功率因數(shù)逆變器控制。

　　當(dāng)電壓矢量端點(diǎn)在圓軌跡CD和DA上運(yùn)動時(shí)，逆變器工作在有源逆變狀態(tài)，此時(shí)逆變器向電網(wǎng)傳輸有功，而在CD上時(shí)還要向電網(wǎng)傳輸容性無功功率，DA上時(shí)向電網(wǎng)傳輸無功功率。在D點(diǎn)時(shí)，實(shí)現(xiàn)單位功率因數(shù)逆變器控制。

　　在交流側(cè)等效電阻很大的情況下，可以快速地得到穩(wěn)定、準(zhǔn)確的三相輸出電流波形。但是在實(shí)際應(yīng)用中，若交流側(cè)等效電阻很大，則在交流側(cè)有功功率的損耗也會很大，使逆變效率大大下降，這也是開環(huán)控制的弊端所在，所以必須進(jìn)一步采用閉環(huán)控制。

　　3.1.3 SVPWM的基本原理與算法實(shí)現(xiàn)