對于需要從高輸入電壓轉換到極低輸出電壓的應用，有不同的解決方案。一個有趣的例子是從48 V轉換到3.3 V。這樣的規格不僅在信息技術市場的服務器應用中很常見，在電信應用中同樣常見。

如果將一個降壓轉換器（降壓器）用于此單一轉換步驟，如圖 1 所示，會出現小占空比的問題。

占空比反映導通時間（當主 開關導通時）和斷開時間（當主開關斷開時）之間的關系。降壓轉換器的占空比由以下公式定義：

當輸入電壓為48 V而輸出電壓為3.3 V時，占空比約為7%。

這意味著在1 MHz（每個開關周期為1000 ns）的開關頻率下， Q1開關的導通時間僅有70 ns。然后，Q1開關斷開930 ns，Q2導通。對于這樣的電路，必須選擇允許最小導通時間為70 ns或更短的開關穩壓器。如果選擇這樣一種器件，又會有另一個挑戰。

通常，當以非常小的占空比運行時，降壓調節器的轉換效率會降低。這是因為可用來在電感中存儲能量的時間非常短。電感器需要在較長的關斷時間內提供能量。這通常會導致電路中的峰值電流非常高。為了降低這些電流，L1的電感需要相對較大。這是由于在導通時間內，一個大電壓差會施加于圖1 的L1兩端。

在這個例子中，導通時間內電感兩端的電壓約為44.7 V，開關節點一側的電壓為48 V，輸出端電壓為3.3 V。電感電流通過以下公式計算：

如果電感兩端有高電壓，在電感不變的情況下，電感中的電流會在固定時間內上升。為了減小電感峰值電流，需要選擇較高的電感值。然而，更高的電感值會增加功率損耗。在這樣的電壓轉換條件下，ADI 公司的高效率 LTM8027 μModule?穩壓器模塊在4 A輸出電流時僅實現80%的轉換效率。

目前，非常常見且更高效的提高轉換效率的電路解決方案是利用一個中間電壓。圖2顯示了一個使用兩個高效率降壓調節器的級聯設置。第一步是將48 V電壓轉換為12 V，然后在第二轉換步驟中將該電壓轉換為3.3 V。當從48 V降至12 V時，LTM8027μModule穩壓器模塊的總轉換效率超過92%。第二轉換步驟利用 LTM4624將12 V降至3.3 V，轉換效率為90%。這種方案的總轉換效率為83%，比圖1中的直接轉換效率高出3%。

這可能相當令人驚訝，因為3.3 V輸出上的所有功率都需要通過兩個獨立的開關穩壓器電路。圖1所示電路的效率較低，原因是占空比較短，導致電感峰值電流較高。

比較單步降壓架構與中間總線架構時，除轉換效率外，還有很多其他方面需要考慮。

這個基本問題的另一種解決方案是采用 ADI 公司的新型混合降壓控制器 LTC7821，它將電荷泵與降壓調節結合在一起。這使得占空比達到2倍的 VIN/VOUT，因此可以在非常高的轉換效率下實現非常高的降壓比。

圖3顯示了LTC7821的電路設置。它是一款混合式同步降壓型控制器，其中結合了電荷泵（用以將輸入電壓減半）和采用降壓拓撲結構的同步降壓轉換器。利用它在500 kHz開關頻率下將48 V轉換為12 V時，轉換效率超過97%。其他架構只有在低得多的開關頻率時才能實現如此高效率，而且需要較大電感。

需要使用四個外部開關晶體管。在工作期間，電容C1和C2執行電荷泵功能。以這種方式產生的電壓通過同步降壓功能轉換為精確調節的輸出電壓。為了優化EMC特性，電荷泵采用軟開關操作。

電荷泵和降壓拓撲的組合具有以下優點：

優點

由于電荷泵和同步開關穩壓器的優化組合，轉換效率非常高。外部MOSFET M2、M3 和M4只需承受低電壓。電路也很緊湊。相比單級轉換器方法， 電感更小且更便宜。對于該混合式控制器，開關M1和M3的占空 比為D = 2×VOUT/VIN。對于M2和M4，占空比為D = (VIN – 2 × VOUT)/VIN。

對于電荷泵，許多開發人員假定功率輸出限制約為100 mW。采用 LTC7821 的混合式轉換器開關設計的電路可以提供高達25 A的輸出電流。為了獲得更高的性能，多個LTC7821控制器可以連成并聯多相配置，并且頻率同步以分擔整體負載。

圖4顯示了不同負載電流下48 V輸入電壓和5 V輸出電壓的典型轉換效率。在大約6A時，轉換效率超過90%。在13 A和24 A之間， 效率甚至高于94%。

混合式降壓控制器以緊湊的形式提供非常高的轉換效率。相對于采用中間總線電壓的分立式兩級開關穩壓器設計，以及以非常低占空比工作的單級轉換器，它提供了另一種有趣的解決方案。有些設計人員更喜歡級聯架構，有些則喜歡混合架構。運用這兩種選擇，每個設計都應當能成功。