據說，4mA 至 20mA 電流環(huán)路將消失？但是，這種模擬接口現在仍然是連接電流環(huán)路電源與檢測電路的最常見方法。這種接口需要將電壓信號（典型值為 1V 至 5V）轉換為 4mA 至 20mA 的輸出。嚴格的準確度要求決定，必須使用昂貴的精密電阻器或微調電位器，來校準較不精密器件的初始誤差，滿足設計目標要求。在今天以自動測試設備為主導和表面貼裝型生產環(huán)境中，這兩種技術都不是最佳方法。獲得采用表面貼裝封裝的精密電阻器很難，微調電位器又需要人工干預，而這種要求與生產環(huán)境是不相容的。 ADI LT5400 四匹配電阻器網絡幫助解決了上述問題，該產品采用一種簡便的電路，不需要微調，但實現了小于 0.2% 的整體誤差（如下圖）。

　　精確匹配的電阻器提供準確的電壓至電流轉換該電路采用兩級放大器，利用了 LT5400 獨特的匹配特性。 接下來我們具體分析這兩級放大器。 01 第一級將典型值為 1V 至 5V 的輸出（通常來自 DAC）加到運算放大器 IC1 A 的非反相輸入。這個電壓通過 FET Q2 將通過 R1 的電流準確地設定為 VIN/R1。相同的電流通過 R2 拉低，因此 R2 底端的電壓為 24 V 環(huán)路電源電壓減去輸入電壓。這部分電路有 3 個主要誤差源：R1 和 R2 的匹配，IC1A 的失調電壓，以及 Q2 的泄漏電流。 R1 和 R2 的準確值并不重要，但是它們必須相互準確匹配。LT5400A 級版本以 ±0.01% 的誤差實現了這一目標；LT1490A 在 0°C 至 70°C 之間的失調電壓不到 700V。這個電壓在輸入電壓為 1V 時產生的誤差為 0.07%。NDS7002A 的泄漏電流為 10nA，盡管其數值通常小得多。這個泄漏電流代表 0.001%的誤差。 02 第二級靠拉動通過 Q1 的電流，保持 R3 上的電壓等于 R2 上的電壓。因為 R2 上的電壓等于輸入電壓，所以通過 Q1 的電流準確地等于輸人電壓除以 R3 。通過給 R3 并聯一個精確的 250Ω 分流電阻，該電流將準確跟蹤輸入電壓。這一級的誤差源是：R3 的值、IC1 R 的失調電壓和 Q1 的泄漏電流。電阻器 R3 直接設定輸出電流，因此其值對于該電路的精確度至關重要。這個電路利用常用的 250Ω并 聯電阻完成電流環(huán)路。圖中的 Riedon SF-2 器件的初始準確度為 0.1%，溫度漂移很低，與第一級的情形類似，失調電壓產生不超過 0.07% 的誤差。Q1 的泄漏電流低于 100nA，所產生的最大誤差為 0.0025 %。沒有任何微調時，總輸出誤差好于 0.2%。電流檢測電阻器 R3 是主要的誤差源。如果使用一個更高質量的器件（例如 Vishay PLT 系列器件），那么可以實現 0.1% 的準確度。電流環(huán)路輸出在使用中受到相當大的應力。從輸出到 24V 環(huán)路電源和地之間的二極管 D1 和 D2 幫助保護 Q1；R6 提供一定的隔離。通過提高 R6 的值，并在輸出端以犧牲一些符合條件的電壓作為代價，可以實現更高的隔離度。如果最高輸出電壓要求低于 10V，那么可以將 R6 的值提高到 100Ω，針對輸出應力提供更高的隔離度。如果設計方案需要增強保護，那么可以給輸出加上一個瞬態(tài)電壓抑制器，當然這么做會由于泄漏電流而導致輸出準確度有一定的損失。這一設計方案僅使用了 LT5400 封裝中 4 個匹配電阻器中的兩個。還可以將另外兩個電阻器用于其他電路功能（例如精確的反相器），或者另一個 4mA 至 20mA 轉換器。另外，還可以引入其他電阻器與 R1 和 R2 并聯。這種方法可降低電阻器產生的統計誤差，降幅為 2 的平方根。